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    • 用于电机控制的优化∑-?调制电流测量

      用于电机控制的优化∑-?调制电流测量

      管家婆三肖中特 www.ugcvp.tw 在高性能电机和伺服驱动器中,基于隔离式sigma-delta(Σ-Δ)的模数转换器(ADC)已成为首选的相电流测量方法。这些转换器以其强大的电流隔离和卓越的测量性能而闻名。随着新一代ADC的推出,其性能也在不断提高,但是,要充分利用最新的ADC的功能,就需要对其他的电机驱动器进行相应的设计。简介电机驱动器制造商不断提高其产品的性能和鲁棒性。一些改进是通过采用更先进的控制算法和更高的计算能力实现的。其他改进则通过最小化反馈电路中的非理想效应来实现,比如延迟、倾斜和温度漂移。就电机控制算法的反馈而言,最关键的部分是相电流的测量。随着控制性能提高,系统对时序精度、偏移/增益误差、多反馈通道的同步等非理想效应越来越敏感。多年来,半导体公司一直致力于减少反馈信号链中的这些非理想效应,而且这种趋势很可能会持续下去。ADuM7701就是为测量相电流而优化的最新一代隔离式Σ-ΔADC示例。虽然ADC的性能很重要,但也很可能在反馈路径的其余部分造成非理想效应。本文不考虑ADC,主要讨论反馈路径的其余部分。虽然本文着重介绍电机控制应用,但它也适用于任何需要Σ-ΔADC紧密同步的其他系统。使用Σ-ΔADC时的典型信号链如图1所示。模拟输入电压通过让相电流通过一个电阻分流器来产生。Σ-ΔADC将模拟信号转换成1位数据流,并提供电气隔离,因此ADC之后的一切都与电机相电位隔离。转换器之后是通过滤波方式执行的解调。该滤波器将1位信号转换为多位(M位)信号,并通过抽取过程降低数据更新速率。虽然滤波器抽取降低了数据速率,但速率通常仍然过高,无法匹配控制算法的更新速率。为了解决这个问题,我们增加了最后的降采样阶段。本文假设滤波器和抽取级在FPGA中实现,并且滤波器是一个三阶sinc滤波器(sinc3)。图1.一种用于测量相电流的∑-?信号链。图2.(a)滤波器抽取率为5的sinc滤波器脉冲响应。(b)Sinc滤波器的阶跃响应以及与脉冲响应的关系。Sinc滤波器同步Σ-ΔADC和sinc滤波器的缺陷在于很难在同一个时域中进行控制,并且缺少指定的采样时刻。2与具备专用的采样保持电路的传统ADC相比,这两种滤波器都有一些令人担忧的地方。不过也有办法解决这个问题。如本节所示,将sinc滤波器与系统的其余部分同步,并在适当的时刻采样相电流至关重要。如果未能正确做到这一点,测量结果将会大幅失真。sinc滤波器的输出并不代表该时刻Σ-ΔADC的输入。相反,输出是过去窗口期间输入的加权平均值。这是由滤波器的脉冲响应造成的。图2a显示了抽取率为5时sinc3的脉冲响应。从图中可以看出,滤波器输出如何成为输入序列的加权和,中间的采样获得较大权重,而序列开始/结束时的采样权重较低。在继续讨论之前,需要给出几个基本定义。Σ-ΔADC时钟,又称为调制器时钟,表示为fmod。抽取率(DR)决定抽取频率(fdec),并与fmod关联,如公式1所示:图2右侧显示了脉冲响应对滤波器阶跃响应的影响。应用该步骤时,滤波器输出不受影响,滤波器在3个完整的抽取周期之后达到稳定状态。因此,sinc3滤波器的一些重要特性可以表述为:?群延迟为1.5个抽取周期?建立时间为3个抽取周期在将滤波器与控制系统同步时,这些属性非常重要,本文将始终会用到。在讨论sinc滤波器同步之前,必须先定义输入信号的特性。这反过来又会定义滤波器的同步特性。图3显示了由电压源逆变器驱动的3相永磁电机的模拟相电流。调制方式为空间矢量PWM3,开关频率为10kHz。将电机加载到5A峰值相电流和3000rpm转速。这种设置加上3个极对数,可以得到6.67ms电气基本周期。图3.采用空间矢量脉宽调制时的电机相电流。相电流可以看作由两个分量组成:平均分量和开关分量。出于控制目的,仅关注电流的平均分量,因此必须完全去除开关分量。要提取平均分量,最常见的方法是对与PWM同步的信号(用于电机终端)进行采样。如图4所示。最上面的信号显示相电流的开关波形,中间的信号显示对应的逆变器相位臂的高端PWM,最下面的信号显示来自PWM定时器的同步信号。PWM同步信号在PWM周期的开始和中间进行置位。为简明起见,假设所有三相的占空比都是50%,意味着电流只有一个上升斜坡和一个下降斜坡。在PWM同步信号的上升沿,电流取其平均值,因此如果恰好在那一刻采样电流,开关分量将被完全抑制。实际上,采样保持电路相当于一个在开关频率上具有无限衰减的滤波器。图4.在PWM周期的起始点和中心点处测量相电流会减弱电流纹波。图5显示了将这种采样应用于图3中所示波形时的结果。右侧所示是实际相电流和采样电流的波形放大图。注意采样保持过程如何完全消除纹波。采样电流以每单位表示,其中0A映射到0.5,全比例值为8A。选择这个比例是为了更容易与后面的∑-?测量值进行比较。图5所示的结果为理想场景,采样后只剩下基波分量。因此,可以将这些数据当做比较∑-?测量值的基准值?!??测量和混叠在理想的采样保持ADC中,由于严格控制采样时刻,所以能够提取基波分量。然而,Σ-?转换是一个连续的采样过程,纹波分量将不可避免地成为测量的一部分。在Σ-?转换中,抽取率与信噪比(SNR)之间存在密切联系。抽取率越高,输出的有效位数(ENOB)越多。缺点是,随着抽取率增加,群延迟也会增加,因此设计者必须在信号分辨率和反馈链的延迟之间折中考量。一般来说,与控制周期相比,应将延迟保持在较小范围。对于电机控制,典型的抽取率在128到256之间,这可以很好地平衡信噪比和群延迟。在数据手册规范中,通常使用256作为抽取率。例如,ADuM7701的ENOB为14位,抽取率为256。ENOB值如此高时,预计可以得到非常准确的测量结果。为了验证这一点,假设图3所示的相电流是采用Σ-ΔADC在20MHz时测量所得,数据流则由使用256抽取率的sinc3进行解调。结果如图6a所示。图5.理想的相电流采样:(a)理想的采样相电流的基波周期,(b)相电流和采样相电流的波形放大图。图6.(a)sinc滤波器的输出。(B)实际的相电流和sinc滤波器抽取输出的波形放大图。图7.(a)sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。相电流的基波分量非常明显,但与图5a所示的理想采样相比,测量信号存在很大的噪声。因此,虽然ADC和sinc滤波器本身提供了不错的ENOB数量,但反馈信号的质量却很差。从图6b可以看出其原因,该图是sinc滤波器输出和实际的相电流的波形放大图。注意相电流的10kHz开关分量是如何发生相移,以及几乎未被sinc滤波器衰减。现在,假设在每个PWM周期执行一次电机控制算法,并在周期开始时读取最新的sinc滤波器输出。实际上,sinc滤波器的输出会向下采样,以匹配控制算法的更新速率。向下采样和得到的信号在图6b中显示为采样sinc输出。图7a显示了按照PWM速率滤波和采样的整个基波周期的结果。很明显,相电流测量失真严重,因此控制性能会非常差。如此,应该增加扭矩波纹,并且需要降低电流控制环路的带宽。从理想测量值(图5a)中减去图7a中的测量值,就可以得到误差(图7b)。误差约为原比例信号的7%,与预期的14ENOB相差甚远。这个Σ-Δ测量和混叠场景演示了基于Σ-Δ的非常常见的电流测量模式,以及它是如何引导设计人员得出“Σ-ΔADC不适合电机驱动器”这个结论的。但是,这个示例并没有显示出ADC本身的糟糕性能。相反,因为未能正确设置相电流测量值,所以余下信号链的性能欠佳。ADC在几兆赫(一般为10MHz至20MHz)下对输入信号采样,在抽取率为256时,sinc滤波器有效去除调制噪声。在如此高的采样率下,滤波器输出中存在相电流纹波分量,在信号链的向下采样级,这可能成为一个问题(见图1)。如果纹波分量没有充分衰减,且电机控制算法以PWM速度消耗电流反馈,则结果会因为降采样而产生混叠。根据标准采样理论,为了避免混叠,信号在一半采样频率以上时必须无能量。如果对Σ-ΔADC输出向下采样至10kHz,那么5kHz或更高频率下的噪声将会混叠到测量值中。如图所示,在sinc滤波器之后,信号中还存在大量10kHz开关噪声。降低10kHz噪声的一种方法是增加抽取率,但是这样做会导致不可接受的长时间群延迟。我们需要采用一种不同的方法。通过同步改善测量上一节讨论的抗混叠方法的主要问题如图8所示。sinc滤波器的输出在与相电流开关分量无关的某个时刻被读取。输出信号被读取时,滤波器根据脉冲响应对输入信号进行加权平均。这个加权平均值有时跨越开关波形的低点,有时跨越高点。因此,用作反馈的信号含有明显噪声,频率从0Hz到PWM频率的一半。图8.脉冲响应与开关波形无关。Σ-ΔADC连续采样,sinc滤波器输出乘以每个PWM周期的测量值(通常10到20)。由于每次测量跨越3个抽取周期,所以脉冲响应会重叠。为了简化起见,图8中仅显示三个测量/脉冲响应。图9.(a)脉冲响应锁定采用PWM时,sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。问题的根源在于:脉冲响应没有锁定为电流的开关分量,而开关分量又被锁定为PWM。解决方案是选择抽取率,使每个PWM周期都有固定的整数抽取周期。例如,如果PWM频率为10kHz,调制器时钟为20MHz,抽取率为200,那么每个PWM周期正好有10个抽取周期。每个PWM周期有固定的采样周期,脉冲响应始终锁定为PWM,用于反馈的测量值在PWM周期内的同一点被捕获。采用这种同步方案的相电流测量如图9a所示。显然,将响应同步与PWM同步会产生积极的影响。噪声会被消除,且乍一看,测量结果似乎与图5a中的理想测量值相似。但是,用理想测量值减去∑-?测量值时,就会得出图9b所示的误差信号。误差大小与图7b中所示的值相似,但频谱发生了变化。现在,误差是一阶谐波,相当于增益误差。导致这种错误模式的原因如图10所示。图10.脉冲响应被锁定为开关周期内的某个固定点。虽然消除了白噪声误差分量,但由于测量值受到开关分量的影响,信号仍然是失真的。在图10中,注意sinc滤波器的脉冲响应如何围绕开关波形的峰值给出加权平均值。根据脉冲响应相对于PWM的相位,偏差的大小仅受纹波电流的大小限制。如图3所示,纹波分量的幅值在基波周期内发生变化,基波电流峰值时纹波最高,过零点时纹波最低。因此,测量误差为一阶谐波分量。为了消除一阶谐波测量误差,脉冲响应必须始终以PWM周期的起始点或中心为中心,此时相电流正好等于其平均值。图11显示了以开关周期的起始点为中心的脉冲响应。在这一点周围,开关波形是对称的,因此,通过在每一边都有相同数量的测量点,纹波分量在这一点周围均为零。图11.脉冲响应锁定为开关周期,并对准理想的测量点。脉冲响应锁定,以平均电流的时刻为中心时,测量结果如图12a所示,测量误差如图12b所示。作为理想的采样测量,该信号不存在白噪声和增益误差。结果表明,∑-?测量值的质量不仅仅取决于抽取率。只有在无混叠时,普遍认为“增加抽取率会提高ENOB”的这种观点才是正确的??刂坡瞬ㄆ飨喽杂谑淙胄藕诺母侣屎拖辔槐瘸槿÷矢匾?。例如,比较图7(基于256的抽取率)和图12(基于200的抽取率)。降低抽取率可显著改善测量结果。图12.(a)脉冲响应锁定采用PWM,且以平均电流时刻为中心时,sinc滤波器的采样输出。(b)测量误差。结论综上所述,实现基于∑-?的优化相电流测量值的条件如下:?三阶sinc滤波器的脉冲响应时间为3个抽取周期,这意味着数据需要3个抽取周期才能通过滤波器。?滤波器的脉冲响应必须以平均电流时刻为中心。?脉冲响应的1.5个采样周期必须在平均电流时刻之前,另外1.5个采样周期必须在平均电流时刻之后。?sinc滤波器在PWM周期内产生多个输出,但只使用其中一个输出。其余的输出都被忽略。

      时间:2020-01-20 关键词: 电机控制 adc 伺服驱动器

    • Vishay推出超小体积的功耗仅为6μA的新型接近传感器

      Vishay推出超小体积的功耗仅为6μA的新型接近传感器

      宾夕法尼亚、MALVERN—2020年1月15日—日前,Vishay Intertechnology,Inc.推出两款全集成新型接近传感器---VCNL36821S和VCNL36826S,提高消费类和工业应用效率和性能。Vishay Semiconductors VCNL36821S和VCNL36826S分别在2.55mm x 2.05mm x 1.0mm小型表面贴封装中集成红外(IR)发射器、垂直腔面发射激光器(VCSEL)、光电二极管、信号处理IC和12位ADC。与上一代器件相比,日前发布的接近传感器体积小,成本低,适用于空间有限的电池供电应用,如检测用户是否佩戴耳麦或虚拟现实/增强现实(VR/AR)头盔。器件探测距离300mm,同时具有用于玩具以及消费类和工业机器人的碰撞检测功能。VCNL36821S和VCNL36826S功耗低至6μA,有助于提高这些应用的效率。器件支持I2C总线通信接口,可轻松访问接近信号,可编程中断功能便于设计人员设定中断阈值上下限,从而减少与微控制器连续通信。接近传感器采用智能抵消技术消除串扰,智能持续性设计确保准确探测并加快响应速度。IRED和VCSEL波长峰值为940nm,无可见“红尾”。VCNL36821S和VCNL36826S在-40°C至+85°C温度范围内具有出色的温度补偿能力,潮湿敏感度等级(MSL)达到J-STD-020标准3级,车间储存寿命为168小时。传感器符合RoHS和Vishay绿色标准,无卤素。器件规格表:新型VCNL36821S和VCNL36826S现可提供样品并已实现量产,大宗订货供货周期为8-12周。

      时间:2020-01-15 关键词: 传感器 adc vcsel

    • 同步关键的分布式系统时,新型Σ-ΔADC架构可避免中断的数据流

      同步关键的分布式系统时,新型Σ-ΔADC架构可避免中断的数据流

      摘要本文介绍了基于SAR ADC的系统和基于sigma-delta(∑-Δ)ADC的分布式数据采集系统同步的传统方法,且探讨了这两种架构之间的区别。我们还将讨论同步多个Σ-ΔADC时遇到的典型不便。最后,提出一种基于AD7770采样速率转换器(SRC)的创新同步方法,该方法显示如何在不中断数据流的情况下,在基于Σ-ΔADC的系统上实现同步。简介您是否曾经想象过,自己正坐在一辆打破音障的超音速飞机上?自从协和式超音速喷射客机退役后,这似乎已经成了一个不可能实现的梦想,除非您是一名军机驾驶员或是一名宇航员。身为一名电子工程师,我对一切事物的运作方式都非常着迷,比如对布谷鸟钟,我很好奇它的每个独立系统如何与其他系统和谐地保持同步。我们生活的各方各面也是这样。我们生活在一个相互联系的世界,一切都是同步的——从银行服务器到智能手机的警报。区别就在于各种特定情况下要解决的问题的大小或复杂性、不同系统的同步与所需的精度(或者容差),或者要同步的系统的大小。分布式系统在独立设计中,使用的本地时钟或振荡器本身就会进行同步。但是,当独立设计需要集成到更广泛的系统(我们称之为分布式系统)中时,问题的角度会发生改变,独立系统也应该根据用例进行设计。要计算一个系统中的电器的瞬时功耗,必须同时测量电流和电压。通过快速分析,您可以用三种不同的方法来解决问题:·使用两个同步单通道ADC来测量电流和电压?!な褂靡桓龆嗤ǖ劳讲裳鵄DC,它的每个通道都可能有一个ADC,或者每个通道有一个采样保持电路?!な褂靡桓龆嗦犯从肁DC,并且插入测量值,以补偿电压和电流测量之间的时间平移。至此,您可能已经获得可以解决该问题的可靠解决方案,但是,如果我们扩展系统需求,从原来的单件电器辐射到整个应用,必须测量整个工厂中的每个交流电源插座的功率呢?现在,您原有的瞬时功耗设计必须分布应用于整个工厂,而且要保证其设计能够同时测量和计算每个交流电源插座功耗。您现在面对的是一个分布式系统,它由一组相互独立但又紧密相关的子系统组成。每个子系统需要提供在同一时间点采样的数据,以便计算工厂的瞬时总功耗。最后,如果我们继续扩展假设的应用示例,想象一下,如果要将您的原始设计集成到国家电网之中。现在,您检测的是数百万瓦功率,任何一个链路出现问题都会导致可怕后果,例如因为压力导致的线路损坏,反过来,这又可能导致停电,造成可怕后果,例如火灾,或者医院停电。因此,所有系统都必须准确同步,也就是说,在整个电网中捕获的数据必须是在同一时刻捕获,无论各数据所处的地理情况如何,具体如图1所示。图1.电网同步。在这些情况下,您可以将其视为一个关键的分布式系统,且必须从每个感知节点获得连续的、完全同步的数据流。与电网示例类似,这些要求也适用于航空航天或工业市场中的许多其他关键分布式系统示例。奈奎斯特ADC和过采样ADC在开始解释如何同步多个ADC的采样时刻之前,最好先了解每个ADC拓扑如何决定何时采样模拟输入信号,以及每种架构的优缺点?!つ慰固鼗騍AR ADC:该转换器的最大输入频率由奈奎斯特或半采样频率决定?!す裳颚?ΔADC:最大输入频率一般与最大采样频率成比例,一般约为0.3。一方面,SAR ADC的输入信号采样时刻通过施加于转换开始引脚的外部脉冲进行控制。如图2所示,将一个通用转换开始信号应用到被同步系统中每个SAR ADC上,它们都会在转换起始信号的边缘同时触发采样。只要确保信号之间没有明显的延迟,即转换开始脉冲在同一时刻及时到达每个SAR ADC,系统同步就很容易实现。注意,到达转换开始引脚的脉冲与实际采样时刻之间的传播延迟不能因设备而不同,在采样速度相对较慢的精密ADC中,这种延迟不显著。在应用转换开始脉冲之后的某个时间(也称为转换时间),转换结果将通过所有ADC的数字接口显示。图2.同步基于SAR ADC的分布式系统。另一方面,由于架构不同,Σ-ΔADC操作也略有不同。在这种类型的转换器中,内部核心(即调制器)对输入信号采样的频率(调制器频率,fMOD)比奈奎斯特规定的最小频率高,因此它被称为过采样ADC。通过按比严格需要的频率更高的频率采样,能够收集更多的样本。然后采用平均滤波器对所有ADC数据进行后处理,原因有二:·每4个平均样本,噪声降低1位?!て骄瞬ㄆ髯缓且桓龅屯瞬ㄆ?。当∑-?架构将其量化噪声推向高频时,应该移除平均滤波器转换函数,如图3所示。所以,本次滤波由这个平均滤波器完成。图3.∑-?噪声整形。样本的平均数量,即抽取率(N),会决定输出数据速率(ODR),输出数据速率是ADC提供转换结果的速率,单位为样本/秒,如公式1所示。抽取率通常是整数,带有一组可在数字滤波器上离散编程的预定义值(即N=32、64、128等)。因此,通过保持fMOD常量,ODR将根据预定义值集内的N值进行配置。平均过程通常由一个sinc滤波器在内部实现,调制器的模拟转换开始脉冲也在内部生成,因此不会从外部管控转换过程触发。这种类型的转换器实际会连续采样,跟踪输入信号,并处理获得的数据。一旦该过程(采样和平均)完成,转换器就会生成一个数据就绪信号,告知控制器数据可以通过数字接口回读。如图4所示,∑-?的工作流程可以概括为四个主要步骤:·调制器以fMOD频率对信号采样?!ねü齭inc数字滤波器对样本进行平均?!ざ詓inc滤波器提供的数据进行偏移和增益校正?!な菥托饕徘谢?,表示转换结果已就绪,可由控制器回读。图4.Σ-ΔADC工作流程图。由于没有从外部控制何时触发内部采样,所以如果要对分布式系统中的多个Σ-ΔADC进行同步,必须同时对所有数字滤波器实施复位,这是因为平均转换启动是由数字滤波器控制的。图5显示在所有Σ-ΔADC都采用相同的ODR和fMOD的情况下,对同步产生的影响。图5.∑-?系统复位同步。与基于SAR ADC的系统一样,必须确保复位滤波脉冲同时到达各个子系统。但是,请注意,数字滤波器每次复位时,数据流都会被中断,这是因为滤波器必须重新设置。在本例中,数据中断的持续时间由数字滤波器的顺序、fMOD和抽取率决定。在图6显示的示例中,滤波器的LPF特性将延迟时间,直到生成有效的输出。图6.由于数字滤波器的建立时间导致的数据中断。对分布式系统同步采样的启示在分布式系统中,全局同步信号(我们称之为Global_SYNC)在所有???子系统之间共享。此同步信号可以由主系统或第三方系统(例如GPS 1pps)生成,如图1所示。接收到Global_SYNC信号后,每个??楸匦胫匦峦矫扛鲎黄鞯乃彩辈裳?很可能是其本地时钟),以确保同时性。在基于SAR ADC的分布式系统中,重新同步本质上很简单,如前一节所述:本地时钟(管理转换开始信号)再次与Global_SYNC信号匹配,之后同步获得信号。这意味着要生成频率杂散,因为在同步期间,会在不同时间和距离采集一个样本,具体如图7高亮蓝色部分所示。在分布式应用中,这些杂散可能是可以接受的,而中断数据流在某些应用中则确实至关重要,例如前面提到的电力线监视之类的应用。图7.调整SAR ADC转换过程,使之与全局同步信号匹配。在基于∑-?的分布式系统中,重新与Global_SYNC信号同步的过程会稍微复杂一些,这是因为调制器会持续对模拟输入信号采样,而转换过程也不像SAR ADC一样从外部控制。要对多个基于∑-?的分布式系统实施同步,一个简单的方法就是重置数字滤波器:丢弃收集和存储的要在平均滤波器上使用的所有调制器示例,并且清空数字滤波器。这意味着:根据数字滤波器的顺序,它需要一些时间才能再次确定其输出,如图5和图6所示。数字滤波器完成设置之后,会再次提供有效的转换数据,但考虑到设置所花费的时间,在Σ-ΔADC上重置数字滤波器可能导致的数据中断是不可接受的。分布式系统需要重新同步的频率越高,数据流中断的次数就越多,而因为这种持续的数据流中断,Σ-ΔADC将无法应用于关键的分布式系统中。传统使用的最小化数据中断的方法是使用可调谐时钟,例如PLL,它可以降低全局同步频率和fMOD频率之间的误差。接收到Global_SYNC脉冲后,可以采用类似以下的流程,计算Σ-ΔADC转换开始和Global_SYNC脉冲之间的不确定性:·控制器计算采样时刻(通过了解群延迟从数据就绪信号向后计算,如图8所示)和Global_SYNC脉冲之间的时间差。群延迟是一份数据手册规范,说明从对输入采样到数据就绪引脚开启(表示样本已经就绪,可以读取)之间的时间间隔。图8.被采样的模拟输入和数据就绪切换之间的时间延迟?!と绻裳笨毯虶lobal_SYNC之间存在时间差,那么本地控制器会量化这个时间差(tahead或tdelayed),如图9所示。图9.量化每个ADC的采样时刻(假设群延迟已知)和全局同步信号之间的时间差?!と绻嬖诓钜?,可以重新设置∑-?滤波器,或者修改fMOD,以便在几个采样期间调整∑-?采样。无论哪种情况,都可能漏掉几个样本。注意,通过改变局部时钟频率(fMOD),Σ-ΔADC会改变其输出数据速率(ODR=fMOD/N),如此,ADC会减慢或加快对模拟输入采样的速度,以期和系统中余下的ADC和Global_SYNC同步?!と绻鹒MOD被更新,那么在同步之后,主时钟频率会恢复到原来的频率,以返回到之前的ODR,而子系统则从该时刻开始同步。在一段时间内改变fMOD的过程如图10所示。图10.同步方法,采用PLL来调谐调制器的频率。这种方法在某些情况下可能不适用,因为有几个细节需要考虑:·将调制器频率更改为非整数倍值可能是不实际的?!と绻梢远云德式形⒌?,那么改变的频率步长必须很小,否则数字滤波器可能会超出限制,导致同步的实施时间变长?!と绻璧腛DR改变足够大,可以通过改变抽取率(N),而不是改变调制器频率(fMOD)来解决,但是,这也意味着会丢失一些样本?!な褂肞LL意味着在达到期望的调制器频率之前,除了自身的建立时间之外,还会额外消耗功率。一般来说,整个系统的复杂性和成本会随着系统规模的增大而增加,特别是与SAR ADC相比,对于后者,只需要将转换开始调整到与Global_SYNC信号匹配,即可轻松解决这个问题。此外,在许多情况下,因为存在上述系统限制,所以Σ-ΔADC无法使用。不中断数据,轻松重新同步Σ-ΔADCAD7770系列产品(包括AD7770、AD7771和AD7779)具有内置SRC。随着这种新架构推出,固定的抽取率(N)导致的限制将不复存在。SRC允许您采用十进制数(而不仅仅是整数)作为抽取率(N),因此,您可以采用所需的任何输出数据速率。在之前的同步方法中,由于N是固定的,所以必须更改外部时钟来调节fMOD,之后才能实施同步。使用AD7770系列产品之后,N会变成可灵活编程,以及可随时编程的值,所以无需更改fMOD,也无需中断数据,即可对ODR编程。这种对基于∑-?的子系统重新同步的新方法利用SRC来简化重新同步过程,最大程度地简化了前面章节提到的复杂性。新方法如下:·接收到Global_SYNC信号之后,各子系统检查采样是否同步,以数据就绪信号为参考,利用群延迟查找实际采样时刻?!と绻裳笨毯徒邮盏紾lobal_SYNC信号的时间之间存在时间差,那么本地控制器会量化这个时间差(tahead或tdelayed),如图9所示?!ふ馐?,会对一个新的ODR编程,使其通过SRC更改抽取率(N),从而临时生成更快或更慢的ODR。整个重新同步操作一般会用到4个样本(如果在AD7771上启用了sinc5滤波器,则需要6个),但是因为这些样本仍然有效且完全设置,所以不会导致数据流中断?!ひ坏┙邮盏剿枋康腄RDY,就会重新设置抽取因数,以返回所需的ODR,如此可以保证Σ-?ADC与其余子系统保持同步,如图11所示,其不造成数据中断。图11.采样速率转换器动态调整ODR,以便在所有设备上重新同步采样。结论关键分布式系统需要所有子系统同步进行转换,且具备持续的数据流。SAR转换器提供一种直观的重新同步采样方法:通过重新调整转换开始信号,使其与Global_SYNC脉冲匹配。在需要高动态范围(DR)或信噪比(SNR)的应用中,SAR不可使用,但是传统Σ-?转换器也变得难以使用,因为这些转换器不具备灵活性,无法在不中断数据流的情况下重新调节。如示例所示,SRC提供了一个无缝同步例程,与其他解决方案相比,它的延迟更小、成本和复杂性更低。SRC可以在许多应用中一展所长。与电力线监控示例一样,任何线路频率变化都可以通过立即动态改变抽取率来补偿。如此,保证电力线的采样频率始终一致。按照本文所示,在关键分布式系统中,SRC也可用于高效重新同步系统,不会造成数据流中断,也不需要采用额外的元器件,例如PLL。AD7770解决了对基于Σ-ΔADC的分布式系统进行同步的传统问题,不会丢失样本,也不会像基于PLL的方法一样,额外增加成本和复杂性。

      时间:2020-01-13 关键词: 分布式 数据采集系统 adc

    • 操纵MCU SPI接口以访问非标准SPI ADC

      操纵MCU SPI接口以访问非标准SPI ADC

      问题:能否用MCU访问非标准SPI接口?答案:可以,但可能需要做一些额外的努力。简介当前许多精密模数转换器(ADC)具有串行外设接口(SPI)或某种串行接口,用以与包括微控制器单元(MCU)、DSP和FPGA在内的控制器进行通信??刂破餍慈牖蚨寥DC内部寄存器并读取转换码。SPI的印刷电路板(PCB)布线简单,并且有比并行接口更快的时钟速率,因而越来越受欢迎。而且,使用标准SPI很容易将ADC连接到控制器。一些新型ADC具有SPI,但有些ADC具有非标准的3线或4线SPI作为从机,因为它们希望实现更快的吞吐速率。例如,AD7616、AD7606和AD7606B系列有两条或四条SDO线,在串行模式下可提供更快的吞吐速率。AD7768、AD7779和AD7134系列有多条SDO线,用作SPI主机。用户在设计微控制器SPI以配置ADC和读取代码时往往会遇到困难。图1.AD7768用作串行主机,具有两个数据输出引脚(14001-193)。与ADC的标准MCU SPI连接SPI是一种同步、全双工、主从式接口。来自主机或从机的数据在时钟上升沿或下降沿同步。主机和从机可以同时传输数据。图2显示了典型的4线MCU SPI接口连接。图2.与ADC从机的标准MCU SPI连接要开始SPI通信,控制器必须发送时钟信号,并通过使能信号(通常是低电平有效信号)来选择ADC。SPI是全双工接口,因此控制器和ADC可以分别通过MOSI/DIN和MISO/DOUT线同时输出数据??刂破鱏PI接口允许用户灵活选择时钟的上升沿或下降沿来采样和/或移位数据。为了在主机和从机之间进行可靠的通信,用户必须遵守微控制器和ADC芯片的数字接口时序规范。如果微控制器SPI和ADC串行接口具有标准SPI时序模式,那么用户设计PCB布线和开发驱动器固件不成问题。但是,有些新型ADC的串行接口端口不是典型的SPI时序模式。MCU或DSP似乎不可能通过AD7768串行端口(一种非标准时序SPI端口)读取数据,如图4所示。本文将介绍操纵标准微控制器SPI以便与具有非标准SPI端口的ADC接口的方法。本文会给出四种通过串行接口读取ADC码的解决方案:·解决方案1:MCU作为SPI从机,通过一条DOUT线与作为SPI主机的ADC接口?!そ饩龇桨?:MCU作为SPI从机,通过两条DOUT线与作为SPI主机的ADC接口?!そ饩龇桨?:MCU作为SPI从机,通过DMA与作为SPI主机的ADC接口?!そ饩龇桨?:MCU作为SPI主机和SPI从机,通过两条DOUT线读取数据。图3.SPI数据时钟时序图示例图4.AD7768FORMATx=1×时序图,仅通过DOUT0输出。STM32F429微控制器SPI通过一条DOUT线读取AD7768代码如图4所示,当FORMATx=11或10时,通道0至通道7仅通过DOUT0输出数据。在标准工作模式下,AD7768/AD7768-4作为主机工作,数据流入MCU、DSP或FPGA。AD7768/AD7768-4向从机提供数据、数据时钟(DCLK)和下降沿帧使能信号(DRDY)。STM32Fxxx系列微控制器广泛用于很多不同的应用中。该MCU有多个SPI端口,可以使用典型的SPI时序模式将其配置为SPI主机或从机。下文中介绍的方法也可应用于其他具有8位、16位或32位帧的微控制器。AD7768/AD7768-4分别为8通道和4通道同步采样Σ-Δ型ADC,每通道均有Σ-Δ型调制器和数字滤波器,支持交流和直流信号的同步采样。这些器件在110.8kHz的最大输入带宽下实现了108dB动态范围,具备±2ppm INL、±50μV偏置误差和±30ppm增益误差的典型性能。AD7768/AD7768-4用户可在输入带宽、输出数据速率和功耗之间进行权衡,并选择三种功耗模式之一以优化噪声目标和功耗。AD7768/AD7768-4的灵活性使其成为适合低功耗直流和高性能交流测量??榈目芍馗词褂闷教?。遗憾的是,AD7768的串行接口不是典型SPI时序模式,而且AD7768充当串行接口主机。一般而言,用户必须使用FPGA/CPLD作为其控制器,例如,使用32F429IDISCOVERY和AD7768评估板。变通SPI线的连接如图5所示。在这种设置下,AD7768的所有八通道数据仅通过DOUT0输出。图5.AD7768通过DOUT0将数据输出到STM32F429MCU SPI连接需要解决的问题:·AD7768用作SPI主机,故必须将STM32F429I SPI配置为SPI从机?!じ叩缙铰龀逯怀中桓鯠CLK周期,这不是典型的?!ね瓿伤型ǖ朗菸坏氖涑鲋?,DCLK继续输出,为低电平。解决方案1:MCU SPI作为从机,通过一条DOUT线与SPI主机ADC接口·将STM32F429的一个SPI端口(如SPI4)配置为从机,以DCLK速率接收MOSI上的数据位?!そ獳D7768连接到STM32F429外部中断输入引脚EXTI0和NSS(SPI)引脚。的上升沿将触发EXTI0处理例程,以使SPI从机能够在变为低电平之后的第一个DCLK下降沿开始接收数据位。时序设计在这里至关重要?!そ邮盏酵ǖ?至通道7的所有数据后,应禁用SPI以防止读取额外的无效数据,因为会使SPI从机变为低电平,并且DCLK保持切换。图6.时序解决方案中的AD7768数据位读取MCU固件开发注意事项当软件处于中断模式时,DCLK运行速率可以高达4MHz,实现8kSPS的ODR。软件应进入中断处理程序,在一个半DCLK周期(375ns)内启动SPI。为使软件更轻松地进入中断例程,MCU可以在DCLK上升沿读取数据,从而提供额外的半个DCLK周期时间。但是,t5DCLK上升到DOUTx无效最小值为–3ns(IOVDD=1.8V时为–4ns),因此DOUTx上的传播延迟(>|t5|+MCU保持时间)应通过PCB布线或缓冲增加。图7.配置SPI4外设解决方案2:MCU SPI作为从机,通过两条DOUT线与SPI主机ADC接口在第一种解决方案中,仅使用DOUT0来输出所有8通道数据。因此,数据读取将ADC吞吐速率限制为8kSPS。如图1所示,在DOUT0上输出通道0至通道3,在DOUT1上输出通道4至通道7,可以减少数据传输时间。串行线的连接如图7所示。通过这种改进,在DCLK为4MHz时,ODR可以轻松达到16kSPS。图8.AD7768通过DOUT0和DOUT1将数据输出到STM32F429MCU SPI连接固件可以不使用中断模式,而使用轮询模式,以减少从上升沿触发到使能SPI接收数据的时间延迟。这样可以在DCLK为8MHz时实现32kSPS的ODR。解决方案3:MCU SPI作为从机,通过DMA与SPI主机ADC接口直接存储器访问(DMA)用于在外设与存储器之间以及存储器与存储器之间提供高速数据传输。DMA可以迅速移动数据而不需要任何MCU操作,这样可以腾出MCU资源用于执行其他操作。下面是MCU SPI用作从机通过DMA接收数据的设计说明。解决方案4:MCU SPI作为主机和从机,通过两条DOUT线读取数据高吞吐量或多通道精密ADC为SPI端口提供两条、四条甚至八条SDO线,以在串行模式下更快地读取代码。对于具有两个或更多个SPI端口的微控制器,这些SPI端口可以同时运行以加快代码的读取。图9.EXTI0处于轮询模式,SPI4和SPI5通过DOUT0和DOUT1接收AD7768数据位。图10.EXTI0处于轮询模式,SPI4DMA通过DOUT0接收AD7768数据位。在以下使用案例中,32F429IDISCOVERY使用SPI4作为SPI主机,SPI5作为SPI从机,通过DOUTA和DOUTB接收EVAL-AD7606B-FMCZ数据,如图8所示。AD7606B是一款16位同步采样模数转换数据采集系统(DAS),具有八个通道,每个通道均包含模拟输入箝位?;?、可编程增益放大器(PGA)、低通滤波器和16位逐次逼近寄存器(SAR)型ADC。AD7606B还内置灵活的数字滤波器、低漂移2.5V精密基准电压源和基准电压缓冲器,可驱动ADC及灵活的并行和串行接口。AD7606B采用5V单电源供电,支持±10V、±5V和±2.5V真双极性输入范围,所有通道均能以800kSPS的吞吐速率采样。图11.在主从模式下使用MCU SPI通过DOUTA和DOUTB接收数据图12.SPI4配置为主机,SPI5配置为从机。图13显示了AD7606B以240kSPS运行时BUSY、SCLK、DOUTA和DOUB的数字接口截图。图13.AD7606B BUSY、SCLK以及DOUTA和DOUTB上的数据的示波器截图结论本文讨论了使用微控制器SPI访问具有非标准SPI接口的ADC的方法。这些方法可以直接使用,也可以稍加调整即可控制ADC SPI;其可作为SPI主机使用,也可以与多条DOUT线配合使用以提高吞吐速率。

      时间:2020-01-02 关键词: MCU spi adc

    • 掌控系统功能安全,单IC解决方案完美应对“成本”和“故障”双挑战

      掌控系统功能安全,单IC解决方案完美应对“成本”和“故障”双挑战

      还记得2019年3月发生的那起空难事件吗?埃塞俄比亚航空公司一架编号为ET302的航班从亚的斯亚贝巴起飞,在起飞6分钟后就失去联系并坠毁,机上149名乘客8名机组人员共计157人全部遇难。此后,事故的调查结果表示:这起事故是智能化系统功能错误导致的飞机失控,属功能安全事故。所谓功能安全就是当安全相关系统发生故障或者错误,不会导致安全机制的失效,从而避免人身和财产的损失。随着自动化技术的普及,人们对系统功能安全的要求显著增长。从核电站到医疗设备,无故障系统已成为部分应用的理想选择,也是其他应用的必备条件。在传感领域更是如此,获取的数据如果不正确或遭到损坏,结果可能具有破坏性,甚至可能致命。于是将诊断和故障预防机制集成到其产品当中,确保来自传感IC的数据的完整性成为了产品设计的必要步骤。不过随之而来的是PCB面积、物料成本和处理开销增加导致的成本高昂等一系列问题。对此,全球领先的高性能模拟技术解决方案提供商ADI提出通过高性能、高精准度的ADC实现功能安全的解决思路。突破传统瓶颈,ADI单IC解决方案降本增效早在多年前,以数据采集ADC为核心的功能安全系统就已经被推出了,其负责转换模拟输入并将数据传输到微控制器。然而,这种多组件功能安全系统采用许多外部元件,重复执行SPI事务,甚至需要一个冗余ADC,极大地增加了物料成本、PCB面积、处理开销和成本。同时还会给系统设计人员带来额外的负担,比如,增加开发时间,降低可靠性等。此外,在传统的以ADC为核心的数据采集系统中,可能发生多种故障。例如:·ADC电源错误:电源电压低,低压差(LDO)调节器的输出电压低?!つD馇岸?AFE):传感器受损,或放大器驱动到ADC的电压不正确?!な致呒菏钟蛑蟹⑸赡苡跋熳唤峁奈舐?。例如,工厂增益或偏移调整系数?!PI传输:由于传输线环境嘈杂,转换数据的传输和命令的接收中存在误码?!せ肪常撼鯥C的额定环境温度。对此ADI推出了一种单IC解决方案,只需极少的外部元件即可运行功能安全特性,其中一款就是低功率、高性能Σ-Δ模数转换器AD7768-1,实现了许多内部错误检测器,这样可以简化功能安全系统的设计,使整体复杂度低于其他解决方案。它是ADI公司功能安全产品组合中的Σ-ΔADC之一,其具有一个Σ-Δ调制器和数字滤波器,可实现AC和DC信号的精确转换。AD7768-1是AD7768的单通道版本,在AC和DC综合性能方面建立了全新的行业标准,并使仪器仪表和工业系统设计人员能够针对隔离式和非隔离式应用跨多个测量变量进行设计。多组件功能安全系统VS ADI单芯片集成六大数据采集系统故障源,ADI这样破!借助基于AD7768-1的ADC功能安全产品组合,可以使能多个诊断特性,赋予用户误码检测和诊断以及其他能力,通过寄存器映射将其状态告知用户。发生故障时,在寄存器中设置错误标志,这样可以降低故障发生几率,帮助用户诊断和减少系统错误。例如:ADC电源错误当工作环境温度高,系统功率循环引起电流冲击,那么负责ADC的LDO电源输出的LDO电容将会磨损和损坏,转换后的ADC数据或其他功能的性能会出乎意料。不过AD7768-1通过使能LDO监视器,一旦电压电平降至某个跳变点以下,系统会设置错误标志以提醒用户LDO输出的问题。模拟前端错误如果用户意外将不正确的值编程到增益寄存器,导致ADC看到的电压大于满量程范围,结果就会极大地影响系统的增益误差性能,这是一种极为严重的风险。但是,滤波器饱和错误检查器监视ADC输出,会提醒用户注意超出范围的模拟输入。数字逻辑随机误码如果在上电期间加载默认出厂失调设置时发生了一个误码,它会扰乱系统的默认失调误差,影响转换结果。在基于AD7768-1的ADC功能安全产品中,有功能可以定期在各种存储器??樯显诵醒啡哂嘈Q?CRC),并在发生误码时向用户指示故障。通过重置系统可以解决所有这些故障。SPI传输错误当电磁干扰被传导到SPI线路上,会导致转换ADC数据传输中出现误码。如果压力室中,ADC数据的误码可能造成极大的破坏性。不过可以通过在发送数据的末尾附加CRC,用户能够识别传输期间是否发生了误码,并且可以重新检查ADC转换结果。外部主时钟错误如果用户需要在压力传感器应用中拒绝主电源的频率(50Hz/60Hz),那么精确的低抖动外部主时钟源对于将数字滤波器陷波与正确的频率对齐至关重要。如果源断开、破损或损坏,结果会成为一个大问题,因为主电源的某些频率成分可能在转换后的ADC数据中可见。如果外部时钟源未成功连接或已被移除,则外部时钟认定器可向用户指示错误。然后,用户可以使用内部RC振荡器执行紧急转换,同时在外部主时钟源上执行基本维护。POR标志系统上电或成功复位后,ADC中的POR标志将置1。但如果发生意外复位,用户可能会在ADC数据中看到意外结果。他们可以通过检查POR标志来识别这种意外复位。AD7768-1的内部诊断监视器。结语许多行业对功能安全的要求不断提高,为保证功能安全,提高系统/??榧嗍雍驼锒细哺锹?,以降低未检出错误的数学概率是必不可少的。不过提高覆盖率的较简单方法是增加冗余,但这会给系统带来多方面的不利影响,尤其是成本。AD7768-1可以大幅减轻客户的负担,并且更紧凑、更简单,满足所需解决方案对物料成本的要求。这种单一组件模式还可以减轻系统设计师的负担,帮助他们取得设计安全完整性等级(SIL)认证。

      时间:2019-12-24 关键词: spi adc 单ic

    • 微型数据转换器如何通过更小尺寸为您带来更多价值

      微型数据转换器如何通过更小尺寸为您带来更多价值

      随着系统尺寸越来越小,每平方毫米的印刷电路板(PCB)面积都至关重要。与此同时,随着对数据需求的增加,则需要监视更多的传感器。本文将讨论如何显著减少PCB占用空间,增加通道密度以及最大限度地发挥其他组件和功能与TI微型数据转换器高度集成的优势,从而以更小的尺寸创造更多的价值。第一个优点:PCB占用空间更小和封装技术的进步使得电子元件变得越来越小。如图1所示,TI最新的单通道ADC(ADS7042)占用空间为2.25mm2,几乎是十年前同类ADC的一半。同样,TI最新的单通道DAC(DAC53401)是十年前同类DAC的四分之一。同样,对于多通道应用,TI最新的8通道ADC(ADS7138)和DAC(DAC53608)的占用空间均为9mm2(每个通道约1mm2)。图1:TI的更小数据转换器这些微型数据转换器可以减少空间受限设计的PCB尺寸,或可将更多通道集成到相同的PCB尺寸中,或两者兼有。优点2:集成模拟功能许多系统使用分立元件和无源元件来实现各种模拟功能,如信号调节、偏置和比较器。由于TI的小型数据转换器集成了这些功能,它们可以消除许多分立和无源元件,从而减小了PCB的尺寸,简化了设计,并且提高了性能和可靠性。此类集成的一些例子包括:·外部组件更少如图2所示,DAC53401集成了输出缓冲器和内部基准,节省了PCB面积和成本。图2:DAC53401中的集成基准和缓冲器另一个例子是图3所示的ADS7138。对于大多数应用,ADS7138在输入端不需要驱动放大器,因而可再次节省PCB面积和成本。图3:ADS7138不需要外部放大器·偏置电压产生(固定和可变)DAC53401的电可擦可编程只读存储器(EEPROM)和压摆率控制特性为产生固定或可变的偏置电压提供了良好条件。图4所示为一个照明应用的示例。图4:偏置LED的DACx3401模拟和数字比较器比较器通常被用在这样的系统中:因为当电流、电压和温度等任何关键信号偏离其预期范围时,它会立即向主机控制器发出警报。此比较器应具有快速响应时间和能够避免误报。如图5所示,单独反馈引脚(FB)可以让您把DAC53401当作带可编程阈值电压的模拟比较器使用。图5:DACx3401可以访问其内部放大器反馈路径如图6所示,ADS7138将数字比较器功能与可编程阈值、滞后和事件计数器等功能集成在一起,大大降低了错报的可能性。图6:作为数字比较器的ADS7138优点3:集成数字特征更小的数据转换器不仅可以进行远程传感器调节,还可以进行远程数据处理。本地处理提高了远程传感器的性能,减少了报警时的响应时间,并释放了中央处理器中的一些处理带宽。例子包括:·提高噪声性能的输出平均如要减少系统中噪声的影响,通常的做法是在短时间内平均传感器读数。如图7所示,ADS7138可以平均多达128个样本,能将噪声的影响减少10倍以上。图7:ADS7138内部的平均特性·通用输入/输出(GPIO)在许多系统中,检测报警事件需要立即进行控制操作(如关闭加热元件或打开危险指示器)。在ADS7138中,一些模拟输入通道可以监测传感器,而未使用的模拟输入通道可以用作GPIO引脚。如图8所示,被监测的传感器可以本地控制GPIO引脚的状态,或者使用I2C接口的中央处理器可以远程控制状态。图8:ADS7138:ADC和GPIO波形产生在某些系统中,您需要生成特定的波形以产生提示音(如在医疗应用中)或创造LED呼吸效果(如在照明应用中)。像DAC53401这样的DAC具有称之为连续波形生成的特性,使您能够生成三角形、正方形、梯形或锯齿波,如图9所示。图9:生成多种波形的DACx3401·循环冗余校验(CRC)使用ADCs(如ADS7138)进行关键监测功能或冗余测量时,必须保持数据完整性。如图10所示,ADS7138通过在ADC和中央处理器之间的数据通信上执行CRC来实现这一点。图10:输入和输出数据上带有CRC的ADS7138如图11所示,DAC53401和DAC43401等DAC使用CRC来确保写入或从非易失性存储器或EEPROM加载的内容没有损坏。图11:NVM上带CRC的DACx3401集成这些模拟功能和数字特性可能会导致集成电路更加复杂,但它可以通过添加处理和诊断能力大大减少整个系统的复杂性。

      时间:2019-12-19 关键词: 数据转换器 adc

    • ADI起诉赛灵思专利侵权?官方回应来了

      ADI起诉赛灵思专利侵权?官方回应来了

      12月5日晚间消息,ADI公司已对赛灵思(Xilinx)提起专利侵权诉讼,主要针对Xilinx未经授权,在其至少两种高端Zynq UltraScale + RFSoC产品中使用了ADI模数转换器(ADC)技术八项重要专利。     该诉讼已向美国特拉华州地方法院提出,ADI方面寻求损害赔偿,并要求禁止Xilinx销售任何侵犯其专利的产品。 “ADI公司是模拟、混合信号和功率集成电路技术的市场领导者,并拥有半导体行业领先的专利产品组合之一。在公司55年的历史中,我们的员工勤奋工作,我们在研发上持续投资,在上一个财政年度中的投资总额超过10亿美元,我们已树立了这一领域的全球领导地位。”ADI公司高级副总裁兼总法律顾问拉里·韦斯(Larry Weiss)表示,“我们致力于捍卫和?;の颐堑闹恫?,为所有利益相关者创造长期价值。” ADI在官网关于本次诉讼的详细PDF文件:https://www.analog.com/~/media/analog/en/about-adi/corporate/adi-complaint-120419.pdf 根据该文件,“Xilinx受益于ADI在模数转换技术方面大量且持续的投资。 ADI与Xilinx紧密合作多年,以开发针对Xilinx现场可编程门阵列(FPGA)产品量身定制的成熟解决方案,包括Xilinx的Kintex 7和Kintex UltraScale产品、Virtex 7和Virtex UltraScale产品、Zynq 7产品,以及最初的Zynq UltraScale产品。” “特别是在ADC、DAC以及相关的电路和系统设计方面,我们积累了相当丰富的专利,我们在美国申请的ADC/DAC专利超过3200项,在全球的数量则更多。”,ADI进一步指出。 ADI介绍了这几项涉案专利,分别是: 题为“Pipelined Converter Systems With Enhanced Linearity”的“7,719,452 ”号专利,涉及的是通过将抖动注入采样信号来增强模数转换器线性的技术的一种电路和技术 。 题为“Dither Technique For Improving Dynamic Non-linearity In An Analog To Digital Converter,And An Analog To Digital Converter Having Improved Dynamic Non-linearity”的7,663,518号专利同样是一项与施加抖动以改善线性度相关的电路和技术。 题为“Signal Conditioning System With Adjustable Gain And Offset Mismatches” 的. 6,900,750号专利, 这个专利谈的是在使用斩波技术的ADC中校准适配的电路和技术。 题为““Bootstrapped Switching Circuit”的 10,250,250号专利,谈的是利用正反馈电路产生升压来快速激活类似前端采样这类开关的电路和技术。 题为“Analog to Digital Converter”的 7,274,321专利,主要谈的是ADC流水线转换架构。 题为“Switched Capacitor Circuit with Reduced Common-Mode Variations ”的 7,012,463专利,主要说的是在一个输出电路中,利用一个开关电容器电路提供反馈信号去减少共模误差。 题为“Comparator with Adaptive Timing”的 8,487,659专利,讲的是抑制工艺、电压和温度变化带来影响的补偿电路。 题为“Analog to Digital Converter with Dither”的 7,286,075专利,讲的是通过将抖动注入采样信号来增强模数转换器线性度的技术。 赛灵思也在第一时间发表了回复: 2019年12月5日,ADI公司在美国特拉华州地方法院针对Xilinx和我们的Zynq UltraScale + RFSoC提起了专利侵权诉讼。 我们打算坚决反对这一诉讼。 Xilinx拥有数十年创新技术的历史。 我们创造了很多人曾经认为不可能实现的东西,比如Zynq UltraScale + RFSoC,这是业界唯一的单芯片自适应无线电平台。 通过其专利诉讼可以看出,ADI公司选择了对簿公堂,而不是在市场上竞争。 编译:Luffy Liu 内容摘自:EET

      时间:2019-12-06 关键词: adi 赛灵思 adc

    • Teledyne e2v推出新多通道ADC,支持高达6.4GSps的转换速率

      Teledyne e2v推出新多通道ADC,支持高达6.4GSps的转换速率

      法国格勒诺布尔-2019年10月29日,Teledyne e2v致力于不断提升产品性能,近日更推出了12位四通道模数转换器(ADC)--EV12AQ605。这款最新的信号调理解决方案是该公司热门ADC EV12AQ60的新版本,两者具有几乎相同的功能,但是更低的价格,将吸引批量生产并对成本敏感的应用市场的目光。两者的主要区别是保存在一次可编程(OTP)存储器中交织不匹配校准设置的数量以及支持的温度范围(-40°C至+110°C,而EV12AQ600支持-55°C至+125°C)。该系列ADC采用管脚兼容设计,工程师无需更改现有基于EV12AQ600的设计,可以简单快速替换。EV12AQ605交叉点开关设计,意味着四个处理内核可以独立运行,亦可配合工作,从而可以分配全部采样资源以满足特定的通道数要求。ADC提供6.4GSps的单通道采样率,在双通道模式下为3.2GSps/通道,在四通道模式下为1.6GSps/通道。它可以作为独立单元运行,也可以与ADC对应设备同步使用。低延迟ESIstream串行链路,可使输出数据传输速率高达12.8Gbps。除此之外,Teledyne e2v的专有链同步机制方案可确保多个装置通道之间的稳定同步。因此,EV12AQ605经过优化,可适应信道数量越来越多的下一代无线基础设施中,比如很快普及的数字波束生成,大型相控阵天线和多输入多输出(MIMO)系统等。此外,该ADC还可集成到相控阵雷达、LiDAR系统、高速工业数据采集硬件、宽带卫星接收器、自动测试设备和高级数字仪器中。Teledyne e2v的高级应用工程师Romain Pilard说:“现在许多的新兴应用中要求从大量并行通道访问同步确定性数据。我们的EV12AQ605 ADC可以以稳定可靠的方式同步链接在一起,并且不受操作条件变化的影响。此外,能够通过高度通用的ADC解决方案来处理各种系统配置,可以大大降低工程成本?!盓V12AQ605拉近了模拟射频和数字世界之间的距离,其输入带宽超过6.5GHz(在扩展带宽模式下)。通道数量、增益、偏置和采样延迟都可以通过其SPI接口进行设置。该ADC采用16mm x 16mm BGA封装。

      时间:2019-12-04 关键词: 多通道 adc mimo

    • 音频ADC何以在嘈杂或远距离情况下高保真采集语音?

      音频ADC何以在嘈杂或远距离情况下高保真采集语音?

      从Siri到Cortana,从手机到智能音箱再到智能汽车。“世界本不能与机器对话,说的人多了,也便有了应用。”然而,与日俱增的应用之下,总会有些许缺点会暴露……最为致命的缺点就在于机器的“听力”方面,如若采样音频都“杂乱无章”,何以驱动整个智能系统;如若任何命令都“置若罔闻”,何以对话整个数字世界? 据市场统计数据显示,至2020年,将有大约500亿设备拥有音频接口的需求,广泛用于智能音箱、智能汽车甚至冰箱、空调、洗衣机等家电中。此前人们的生活习惯偏向于??鼗虬醇?,未来或将更偏重于语音控制,而类似的应用也正在如雨后春笋般大量涌现。 正因如此,采样的质量才凸显出其无可比拟的地位。目前来说,智能家居面临的两方面挑战,一方面,由于需求越来越广,远距离语音控制场景越来越多,远场音频采集困难;另一方面,由于麦克风数量有限且信号处理能力有限,现有的智能家居系统难以在嘈杂的环境中理解语音命令。 突破在这方面的挑战,除了外围设备,电子工程师更看重“内在”,而音频ADC正是这一切的核心。11月21日,TI发布新型Burr-Brown™音频ADC并介绍了TI在音频技术上的整套解决方案,21ic中国电子网记者受邀参加此次发布会。德州仪器音频产品市场工程师Abhi Muppiri,德州仪器华北区技术应用经理赵般多现场为记者解析这款音频ADC背后的“黑科技”。   无惧远距离和嘈杂环境:TLV320ADC5140   TI最新发布的新型Burr-Brown™音频ADC TLV320ADC5140正是为解决远距离和噪声问题而生。据Abhi介绍,这款产品可拾取10米以上距离发出的声音,拥有比行业同类产品远4倍的远场语音采集,同时是是首款完全支持超过106dB动态范围的最新高信噪比麦克风的ADC,而在开启动态范围增强器(DRE)后可达到120dB。 赵般多为记者介绍表示,之所以能够远距离采样相关语音命令,正是得益于这款产品最为特殊的地方——内置的120dB动态范围增强器(DRE)。在系统层面,即使在非??拷粝涫涑龅那榭鱿?,DRE方案仍可在保持低失真录音的同时增强低音量音频信号。DRE还可以改善所有环境中的远场高保真录音。 当然,这款产品并非仅此功能而已,还包括了可编程增益放大器、高通滤波器、通道混合以及线性相位或超低延迟滤波器功能,因此即使处于嘈杂环境也可准确采样。 值得一提的是,这款产品的封装尺寸只有4mm x 4mm,采用24引脚超薄型无引线(WQFN)封装,可以说超小型的体积非常适用于目前追求小型化的电子产业。 图1:TLV320ADC5140 Audio ADC   潜藏小身材下的高保真语音采集秘密   首要提及的便是上文所述的动态范围增强器(DRE),其实这种技术对于熟悉音频的人或许有所耳闻,另外在电源控制方面也有这项技术的应用,不过在音频ADC领域,TI是非常领先的。 据Abhi介绍,该项功能是与客户探讨开发的独特功能,藉由此功能可将动态范围从106dB提升至120dB的高水平。Abhi强调,与客户探讨时发现,语音控制受环境、距离因素产生的音量忽大忽小是常见问题。他表示,DRE整体是一套闭环控制的过程,采样的信号经过DRE分析后由可变增益放大器转化,当信号较小时,相关信号也将反馈于前级电子增益进行调整。 图2:德州仪器(TI)音频产品市场工程师Abhi Muppiri先生解读新型Burr-Brown_音频ADC产品 除了DRE,这款ADC还会对采样数据进行相位校正、波束成形和主动消噪算法,通过嵌入硬件的功能可以保证语音采样的高保真,而客户也可在处理器端使用相关算法进而优化。 Ahbi为记者介绍表示,即使智能音箱播放至最高音量,也可以清晰采样用户命令信息,再经过app算法抵消相关声音,即可获取清晰的命令,这便是藉由DRE将动态范围提升至120dB最明显的优点。   数字/模拟麦克风的多重搭配催生新应用   麦克风目前拥有数字型和模拟型两种,在外围设备适配方面,Abhi强调,这款产品支持麦克风输入的四个模拟通道或八个数字通道,亦或是随意组合进行同步采样,从而确保了系统灵活性,另外还提供增益和相位校准等可编程功能,以均衡麦克风阵列失配。 话题说到此处,或许会产生一些疑问,既然如此数字、模拟麦克风究竟孰强孰弱?赵般多为记者解释表示,数字麦克风通常在功耗方面比模拟效果好,但信噪比方面模拟麦克风则更佳,因此该款产品既支持数字麦克风也支持模拟麦克风,客户可根据实际需求进行修改。 图3:德州仪器(TI)华北区技术应用经理赵般多先生解读新型Burr-Brown音频ADC产品 正因拥有数字麦克风和模拟麦克风的“双重加持”,才能搭配出不一样的应用。Abhi为记者举了一个例子,一些电池供电的摄像头可在待机状态使用低功耗的数字麦克风实时监测环境,而当监测到有人闯入时,唤醒模拟麦克风进行高质量音源采样,这样便兼顾了低功耗与高质量。   覆盖全行业需求的产品线   除了TLV320ADC5140,如此能“打”的产品还有两个。目前,TI在音频ADC上拥有TLV320ADC3140 / 5140 / 6140三款产品,而上文所主要介绍的5140则属于中档产品。价格方面,三款产品分别为$1.99 / $2.99 / $4.99,需要注意的该定价是为千件下的定价,在需求量不同时将会有所浮动。 具体来说,3140属于入门级产品,因为没有搭载DRE技术,所以动态范围(DR)方面为106dB。而针对高端市场的6140本身就拥有113dB的动态范围(DR),使用DRE技术可将动态范围(DR)扩展到122dB,并达到123dB的信噪比(SNR)。 据Abhi介绍,如此定档和定价的原因在于相信不同的类型的产品会用到不同的应用产品里去。他表示,3140属入门级产品,在一些智能音箱、电视上或许检测声音距离并不远,因此3140足以满足需求;而在需要检测更远距离或嘈杂环境下,5140可以满足要求;一些专业录音场景应用下面对的问题就是如何在有限空间内获取最高的性能,因此6140可以满足顶级的需求。 除了三款可供选择的音频ADC,TI还提供了全套产品线的产品组合。众所周知,Burr-Brown是一家成立于1956年的模拟器件厂商,据Abhi介绍,自2000年Burr Brown被TI收购以后,一直延续本品牌在音频上的独特技术和发展,其中不仅拥有ADC/DAC,还包括高性能D类放大器、数据转换器和运算放大器的全套音频产品组合。 图4:TI Burr-Brown音频技术 另外,据赵般多介绍,在集成型的产品,诸如Codec,TI也在持续关注和投入,相关产品也将会被发布。当然是集成好还是分开好,具体还应取决于应用方向和客户的选择。   目前着重于智能家居市场   Abhi对记者介绍表示,相较于欧美和日本,智能家居中国处于领先水平,除了智能音箱以外,电视、冰箱、空调均在向语音交互方面发展。目前来说已在中国市场拥有许多领先家电厂商合作,并推行语音交互方面发展的计划。 当然,车载环境也是TI要抓住的重点,不过因为汽车拥有不同的需求和质量评价体系,因此针对汽车应用市场将会在明年发布相关的专属产品,针对汽车应用进行质量相关的评价和特殊定制。 图5:高保真音频适用于要求顶级音质的应用 Abhi强调,TI是一家模拟占比非常大的公司,强项在于制造、工艺、设计理念的积累和IT方面的积累,因此会发挥好优势以做出真正适合智能家居音频这一市场的产品。 在音频方面,诸如今年大火的TWS耳机,TI也拥有成功案例。本次所发布的TLV320ADC5140适用于对前端模拟信号采集质量要求非常高的场景,随着智能家居音频市场的不断扩张,对于采样的标准也将越来越高。

      时间:2019-11-27 关键词: 德州仪器 TI adc 技术专访 信噪比

    • 如何打造世界一流的模拟IC?

      如何打造世界一流的模拟IC?

      众所周知,模拟IC设计具有较高起点,需要丰富的设计经验。能够将模拟器件的性能做到极致的模拟厂商也是凤毛麟角,而美信(Maxim)正是在模拟与混合电路领域始终保持领先地位的半导体厂商之一。美信近期推出的一组全新模拟产品也再次证实了该公司在模拟设计领域的超强实力,这些器件不仅能够做到行业第一的水准,而且大幅领先于同类竞品,这背后的秘诀何在?在近日召开的美信模拟产品发布会上,美信核心产品事业部管理执行总监David Andeen进行了精彩的分享。 图:美信核心产品事业部管理执行总监David Andeen 追求单芯片单功能的极致突破 据David先生介绍,随着技术渗透到生活的方方面面,对半导体器件的功能、性能提出了更高要求。例如,工业智能化发展需要随时感知周围环境并进行数据交互,既带动了传感器数量和种类的增长,也对嘈杂环境下的信号传输提出了新的挑战,因为系统之间的频繁交互要求构建更加稳固的通信链路;消费类产品在整合更多功能的同时,则对体积、电池寿命提出了更加严苛的要求;通信及工业设备的不间断运行使产品的可靠性上升到新的标准;可穿戴、医疗产品对人体体征信号的检测则为精密测量提出了新的挑战…… 这些变化归结于对高性能模拟产品的需求体现在四个方面:高能效、精密测量、稳定互联和可靠?;?。针对这些需求,美信于4年多前成立的核心产品事业部将模拟基础功能器件的性能做到了极致。 核心产品事业部的宗旨即创新,这个创新是指在单芯片基础模拟功能上实现突破,追求世界最高水平。“Push innovation as hard as we can.” David先生如是说到。设计者在开发新型及下一代系统时,对性能、小尺寸和创新能力提出了更高要求,这需要可靠的模拟方案来提供基础支持,例如精密测量与可靠?;?。Maxim凭借世界一流的电路设计专业团队、独有的先进工艺以及良好的客户合作关系,提供高品质基础功能IC,推动多应用领域的系统发展。 在此次模拟产品发布会上,美信推出的三款基础模拟产品也绝对称得上世界一流水准。能够帮助设计者进一步降低功耗和方案尺寸,同时提高测量精度。MAX6078A电压基准IC、MAX16155 nanoPowe监控器和MAX16160电压监测器及复位IC拥有业界最佳的性能,适用于云基础设施、IoT、智能前沿、设备端AI ,以及消费、通信、工业和医疗领域的智能与新兴应用。 几乎不消耗任何功率的监控器——MAX16155 MAX16155的耗流典型值仅为400nA,是竞争方案所需供电电流的4%,在几乎“零功耗”的前提下提供可靠的系统?;?。器件通过监测系统电路的欠压故障,并利用看门狗定时器在故障状态下使系统保持复位状态,确保便携式、低功耗设备在发生电源故障或软件故障时安全工作。IC采用微型、6引脚SOT23封装。 四通道电压控制器及复位IC —— MAX16160 MAX16160是业内唯一一款当四路电源轨的任何一路高于1V时即可保持低电平复位的四通道电压监测器及复位IC。器件凭借确定的低电平复位输出,提供业界最可靠的多电源系统上电启动和连续工作模式。这种“无供电上电”特性避免了系统的不确定状态,工程师可以轻松配置各路电源的上电顺序。所有输入电压监测精度为±1%,比竞争产品 (通常所有输入的精度为±1.50%) 提高50%。器件采用6焊球WLP (1.408mm x 0.848mm) 封装,比最接近的竞争产品减小85%。 实现精度与功耗的最佳平衡——MAX6078A MAX6078A具有±0.04%初始精度,精度比同类竞争产品提高20%。MAX6078A的静态电流仅为15µA,使得电池供电和能量收集等低功耗系统的精密测量成为可能。器件的工作电流比最接近的竞争产品低6.6倍,方案尺寸仅为1.458mm x 1.288mm,比竞争方案小58%。该产品是高精度工业应用的理想选择,可以工作在-55°C至+125°C的温度范围。 在此次模拟新品发布会上,David先生还展示了Maxim的一个模拟产品套件,在该套装内提供了4类共计20种极具特色的高性能模拟产品,方便工程师的选型与试用。 高度集成是近年来半导体器件的发展趋势之一,美信同样提供整合了数字处理器与模拟信号链的单芯片方案,这种融合能够满足客户针对某一特定应用的需求,降低系统设计复杂度,缩短系统开发时间。但这些高集成度器件并不能覆盖所有应用需求,而应用场景的多样化也会导致SoC等高度集成器件造成资源浪费。另一方面,市场对基础模拟功能的高性能追求是无止境的,Maxim核心产品事业部推出的高性能模拟器件恰好满足了这些用户的需求。 了解更多: MAX6078A 低功耗、低漂移、低噪声电压基准 - Maxim 美信 https://www.maximintegrated.com/cn/products/analog/voltage-references/MAX6078A.html MAX16160 High-Accuracy 4-Channel, Any-Input Supervisory Circuits - Maxim https://www.maximintegrated.com/en/products/power/supervisors-voltage-monitors-sequencers/MAX16160.html MAX16155 nanoPower Supervisor and Watchdog Timer - Maxim 美信 https://www.maximintegrated.com/cn/products/power/supervisors-voltage-monitors-sequencers/MAX16155.html/tb_tab0    

      时间:2019-11-27 关键词: 美信 模拟 adc 技术专访 信号链

    • Teledyne e2v半导体--高性能半导体元件和子系统的首选合作伙伴

      Teledyne e2v半导体--高性能半导体元件和子系统的首选合作伙伴

      法国格勒诺布尔-Media OutReach-2019年11月25日-半导体制造公司Teledyne e2v于1955年成立,公司坐落于法国硅谷中心的格勒诺布尔。2017年3月Teledyne收购e2v,在欧洲、美洲和亚洲共拥有11000多名员工。Teledyne e2v行业经验丰富,为客户提供顶级信号处理解决方案和微处理器产品。公司可以灵活满足对产品要求最为严苛的各类市场,例如航空航天和国防、航空电子、太空及工业用途仪器仪表。公司擅长为客户量身定制高性能半导体子系统及信号和数据处理解决方案,以保证客户系统更加安全、稳定、与众不同。Teledyne e2v"数据和信号处理解决方案"业务部将创新作为第一要务,致力于开发加速微波信号系统数字化组件,深入研发使用世界领先的数据转换技术的软件天线定义。这使Teledyne e2v在模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)方面处于世界领先地位,并有望在太空微波频率通信系统中带来全新高级解决方案。因此,Teledyne e2v的团队将世界一流的专业技术用于设计宽带数据转换器,例如,已投放市场的EV12DS480 DAC和EV12AQ600 ADC。这两种产品都被广泛用于航天应用中,这也是Teledyne e2v半导体数据转换器产品应用中的一部分。Quad系列家族产品用于高端测试和测量应用中,例如双通道ADC EV12AD550主要应用为航天领域。该业务部在过去30多年中还提供高可靠性商用处理器产品。这些处理器经过定制设计、认证和重新封装的商用架构,可满足包括航天在内最严苛的使用环境。Teledyne e2v的微处理器在满足功能要求下,增加铅或RoHS的封装选择,可满足高温(-55°C至+125°C)使用要求。QorIQ? PowerArchitecture?和ARM?处理器产品组合为小型/高能效应用场景提供了更高的性能表现。为保持业界的领先地位,Teledyne e2v与最负盛名的行业和机构广泛合作,一起开发创新项目。几年来,公司与CNES(法国国家航天局国家空间研究中心)建立了长期的合作关系,致力于实现研发下一代高速模数(A-to-D)和数模(D-to-A)转换器的挑战性目标。此外,目前由欧盟委员会共同资助的INTERSTELLAR项目,旨在遵照欧盟地平线2020框架计划(730165号拨款协议),开发核心ADC和DAC,减少欧洲在该领域的的依赖性与此同时增强竞争力。地平线2020框架计划是有史以来最大的欧盟研究和创新计划。INTERSTELLAR 项目合作伙伴包括法国泰雷兹阿莱尼亚宇航公司、意大利空中客车公司和弗劳恩霍夫集成电路研究所,该计划使合作公司有资历开发太空应用领域的高创新型产品。作为INTERSTELLAR项目咨询委员会的一员,CNES确保"新一代数据转换器能够满足用户需求,且质量符合严格的太空要求。Teledyne e2v在宽带数据转换器的设计、组装和测试领域拥有超凡卓越的专业技术。CNES相信这些新的ADC和DAC将成为高性能卫星设计的关键技术。"CNES元件专家Florence Malou说。在这种背景下,Teledyne e2v负责设计、制造和测试内容,并积极参与开发高速ADC和DAC。新型转换器采用欧洲半导体工艺技术,通过板上多通道实现更高的集成度、更低的功耗、更大的带宽和更高的动态性能,让其性能超过当今最先进水平。INTERSTELLAR计划中,开发了两个新的数据转换器,目前已成熟进入合格阶段(技术评审级别TRL6)。EV12AQ600是一种四通道ADC,采样速率高达6.4GSps,可提供超宽的输入带宽、灵活性和高速串行输出。EV12DD700是一种多通道数模转换器,可重构至6.4千兆赫以上,能够提供多奈奎斯特输出带宽,具有可编程输出模式,拥有高速串行输入和创新数字特征。此类产品为卫星通讯、地球观测、导航和科学任务提供了新型的Rx和Tx信号链解决方案??寮把方?020年初面世。此外,另有一项与CNES合作的极具潜力项目是致力于为太空应用领域提供功能强大的基于ARM?的通用计算机平台???。该产品是Teledyne e2v Qormino系列的一部分,是新的QLS1046-4GB-Space,即基于Quad ARMCortex? A72的微处理器平台,运行频率高达1.6千兆赫(基于NXP LS1046),其中包括4GB DDR4内存,72位内存总线(64位数据/8位ECC)。Qormino QLS1046-4GB-Space(尺寸44x26mm)满足航天可靠性等级要求,其温度范围在-55°C到+125°C。Qormino的航天版本自然也会为太空平台和有效载荷带来额外的计算功能、尺寸重量和功耗的优化(SWaP),并缩短开发周期。目前针对于产品演示及性能评估的若干测试正如火如荼进行,并将空间环境的使用限制(例如震动和热循环)考虑在内。此外,去年9月进行了辐射测试表明该??橛Ω媚芄荒褪芴栈肪?。另一项辐射测试计划在2019年底进行,最终报告将在明年年初发布,而飞行模型将于2021年面世。CNES为该项目提供资金支持,允许Teledyne e2v投资并参与快速发展的航天市场。CNES的VLSI元件专家David Dangla表示:"Qormino??榻晟葡钟械目狗浯砥鞑?,同时让ARM体系架构产品快速进入高性能要求的应用领域中。"

      时间:2019-11-25 关键词: 半导体 微处理器 adc

    • 无需再向智能音箱大喊:TI发布新型Burr-Brown?音频ADC,支持比行业同类产品远4倍的远场语音采集

      无需再向智能音箱大喊:TI发布新型Burr-Brown?音频ADC,支持比行业同类产品远4倍的远场语音采集

      2019年11月21日,北京讯——德州仪器(TI)今日推出了一种新型音频模数转换器(ADC),能够在比行业同类产品远4倍的距离以外采集到清晰的语音。TLV320ADC5140是业界具备同等性能的体积更小的四通道音频ADC,是TI新推出的三款Burr-Brown?音频ADC系列产品之一,可以在嘈杂的环境中实现低失真录音,还可以在任何环境中进行远场高保真录音。更多信息,敬请访问TLV320ADC5140。智能家居系统面临着远场音频采集的挑战。由于麦克风数量有限且信号处理能力受限,现有的智能家居系统难以在嘈杂的环境中采集和理解语音命令。而TLV320ADC5140可以帮助工程师应对这一挑战,它能够改善跨房间的音频采集,并增强对高端智能音箱、条形音箱、无线音箱、高清电视、IP网络摄像机、电话会议系统和智能家电等应用中的难以捕捉的声音命令的识别。这款ADC扩大了TI Burr-Brown优质音频设备产品组合阵容(包括高性能D类放大器,数据转换器和运算放大器),还可以通过减少阵列中的麦克风数量来帮助工程师节省系统设计成本。TLV320ADC5140的主要特性和优势·利用波束形成系统,在任何环境中都可以清晰地采集音频:TLV320ADC5140具有内置的120dB动态范围增强器(DRE)。在系统层面,即使在非??拷粝涫涑龅那榭鱿?,DRE方案仍可在保持低失真录音的同时增强低音量音频信号。DRE还可以改善所有环境中的远场高保真录音?!び胖事罂朔缣峁┝烁咂分实挠镆艏嫒菪裕篢LV320ADC5140是首款完全支持超过106dB动态范围的最新高信噪比麦克风的ADC?!ち煜鹊募芍С侄喙δ芟低成杓疲篢LV320ADC5140最多可支持麦克风输入的四个模拟通道或八个数字通道(或其组合)进行同步采样,从而确保了系统灵活性,另外还提供增益和相位校准等可编程功能,以均衡麦克风阵列失配。其他功能包括可编程增益放大器、高通滤波器、通道混合以及线性相位或超低延迟滤波器?!ぬ寤?,系统功耗低:TLV320ADC5140的内置功能可以帮助工程师减轻数字信号处理任务的负担,从而可以在不牺牲系统可靠性的情况下缩小设计体积。在48kHz时,每个通道的功耗仅为9.5mW。封装和供货情况TLV320ADC5140现可在TI store订购,并提供尺寸为4mmx4mm、24引脚超薄型无引线(WQFN)封装。TLV320ADC5140 4通道768kHz TI Burr-Brown音频ADC评估??锳DC5140EVM-PDK也可限量订购。

      时间:2019-11-25 关键词: 智能家居 adc 远场语音

    • 贸泽开售适用于条件式监控的,Analog Devices ADcmXL3021三轴振动传感器

      贸泽开售适用于条件式监控的,Analog Devices ADcmXL3021三轴振动传感器

      2019年10月17日–专注于引入新品的全球电子元器件授权分销商贸泽电子(Mouser Electronics)即日起开售Analog Devices的ADcmXL3021三轴振动传感器。ADcmXL3021??槭且桓鐾暾拇邢低?,采用Analog Devices屡获大奖的微机械(MEMS)传感器技术,能提前检测到潜在的机器疲劳和故障,特别适合工业和交通运输设备,有助于降低维修成本,维持高生产力。贸泽供应的Analog Devices ADcmXL3021属于三轴振动监测子系统。该器件结合了Analog Devices的高性能MEMS传感器与模数转换器(ADC)、高性能信号处理、数据缓冲器、记录存储以及可轻松搭配大多数嵌入式处理器使用的用户界面。ADcmXL3021使用三个ADXL1002 MEMS加速度计,这些加速度计具有超低噪声密度(26μg/√Hz),支持出色的解析度。该器件采用宽频带设计,能跟踪许多机械式平台的关键振动特征。ADcmXL3021具有±50g的宽作业输入范围,适用于高带宽应用中的振动测量,如监测并诊断机器或系统健康状况的振动分析系统。该??橛兄诩蚧ひ滴锪?IIoT)和工业4.0应用中条件式监控(CBM)系统的开发,包括仪表仪器、诊断和安全关闭感测应用。

      时间:2019-10-17 关键词: adc 嵌入式处理器 三轴振动传感器

    • ADI公司推出集成ADC、适用于工业过程控制系统的软件可配置模拟前端

      ADI公司推出集成ADC、适用于工业过程控制系统的软件可配置模拟前端

      2019年10月--Analog Devices,Inc今日推出集成24位ADC的AD4110-1模拟前端,该产品适用于工业过程控制系统。AD4110-1是一款集成ADC的通用型输入AFE,让客户能够设计出可以针对多种功能进行配置的“平台”输入???。这将大幅节省研发成本,缩短上市时间,且需要的设计资源更少。AD4110-1可通过软件根据电流或电压信号对高压输入进行全面配置,从而直接与所有标准工业模拟信号源连接。一个参考设计可以取代其他多个参考设计,从而减小??槌叽?,降低拥有成本。在实施工业4.0期间,通过软件配置的I/O是关键因素。AD4110-1采用40引脚LFCSP封装。主要特性包括:· 采用集成式全差分可编程增益放大器(PGA),提供从0.2到24的16级增益设置· 提供内部前端诊断功能,用于指示过压、欠压、开路、过流和过温情况?!?高压输入具有热?;?、过流限制和过压?;すδ?。

      时间:2019-10-14 关键词: adc ad4110-1 lfcsp封装

    • 如何选择基准电压源

      如何选择基准电压源

      为何需要基准电压源这是一个模拟世界。无论汽车、微波炉还是手机,所有电子设备都必须以某种方式与“真实”世界交互。为此,电子设备必须能够将真实世界的测量结果(速度、压力、长度、温度)映射到电子世界中的可测的量(电压)。当然,要测量电压,您需要一个衡量标准。该标准就是基准电压。对系统设计人员而言,问题不在于是否需要基准电压源,而是使用何种基准电压源?基准电压源只是一个电路或电路元件,只要电路需要,它就能提供已知电位。这可能是几分钟、几小时或几年。如果产品需要采集真实世界的相关信息,例如电池电压或电流、功耗、信号大小或特性、故障识别等,那么必须将相关信号与一个标准进行比较。每个比较器、ADC、DAC或检测电路必须有一个基准电压源才能完成上述工作(图1)。将目标信号与已知值进行比较,可以准确量化任何信号?;嫉缪乖垂娓窕嫉缪乖从泻芏嘈问讲⑻峁┎煌奶匦?,但归根结底,精度和稳定性是基准电压源最重要的特性,因为其主要作用是提供一个已知输出电压。相对于该已知值的变化是误差?;嫉缪乖垂娓裢ǔJ褂孟率龆ㄒ謇丛げ馄湓谀承┨跫碌牟蝗范ㄐ?。图 1.ADC的基准电压源的典型用法表1.高性能基准电压源规格*0.1Hz–10Hz,峰峰值初始精度在给定温度(通常为25°C)下测得的输出电压的变化。虽然不同器件的初始输出电压可能不同,但如果它对于给定器件是恒定的,那么很容易将其校准。温度漂移该规格是基准电压源性能评估使用最广泛的规格,因为它表明输出电压随温度的变化。温度漂移是由电路元件的缺陷和非线性引起的,因此常常是非线性的。对于许多器件,温度漂移TC(以ppm/°C为单位)是主要误差源。对于具有一致漂移的器件,校准是可行的。关于温度漂移的一个常见误解是认为它是线性的。这导致了诸如“器件在较小温度范围内的漂移量会较少”之类的观点,然而事实常常相反。TC一般用“黑盒法”指定,以便让人了解整个工作温度范围内的可能误差。它是一个计算值,仅基于电压的最小值和最大值,并不考虑这些极值发生的温度。对于在指定温度范围内具有非常好线性度的基准电压源,或者对于那些未经仔细调整的基准电压源,可以认为最差情况误差与温度范围成比例。这是因为最大和最小输出电压极有可能是在最大和最小工作温度下得到的。然而,对于经过仔细调整的基准电压源(通常通过其非常低的温度漂移来判定),其非线性特性可能占主导地位。例如,指定为 00ppm/°C的基准电压源倾向于在任何温度范围内都有相当好的线性度,因为元件不匹配引起的漂移完全掩盖了其固有非线性。相反,指定为5ppm/°C的基准电压源,其温度漂移将以非线性为主。图2.基准电压源温度特性基准电压源有很多形式并提供不同的特性,但归根结底,精度和稳定性是基准电压源最重要的特性,因为其主要作用是提供一个已知输出电压。相对于该已知值的变化是误差?;嫉缪乖垂娓裢ǔS美丛げ馄湓谀承┨跫碌牟蝗范ㄐ?。这在图2所示的输出电压与温度特性的关系中很容易看出。注意,其中表示了两种可能的温度特性。未补偿的带隙基准电压源表现为抛物线,最小值在温度极值处,最大值在中间。此处所示的温度补偿带隙基准电压源(如LT1019)表现为“S”形曲线,其最大斜率接近温度范围的中心。在后一种情况下,非线性加剧,从而降低了温度范围内的总体不确定性。温度漂移规格的最佳用途是计算指定温度范围内的最大总误差。除非很好的理解了温度漂移特性,否则一般不建议计算未指定温度范围内的误差。长期稳定性该规格衡量基准电压随时间变化的趋势,与其他变量无关。初始偏移主要由机械应力的变化引起,后者通常来源于引线框架、裸片和模塑化合物的膨胀率的差异。这种应力效应往往具有很大的初始偏移,尔后随着时间推移,偏移会迅速减少。初始漂移还包含电路元件电气特性的变化,其中包括器件特性在原子水平上的建立。更长期的偏移是由电路元件的电气变化引起的,常常称之为“老化”。与初始漂移相比,这种漂移倾向于以较低速率发生,并且会随着时间推移变化速率会进一步降低。因此,它常常用“漂移/√khr”来表示。在较高温度下,基准电压源的老化速度往往也更快。热迟滞这一规格常常被忽视,但它也可能成为主要误差源。它本质上是机械性的,是热循环导致芯片应力改变的结果。经过很大的温度循环之后,在给定温度下可以观察到迟滞,其表现为输出电压的变化。它与温度系数和时间漂移无关,会降低初始电压校准的有效性。在随后的温度循环期间,大多数基准电压源倾向于在标称输出电压附近变化,因此热迟滞通常以可预测的最大值为限。每家制造商都有自己指定此参数的方法,因此典型值可能产生误导。估算输出电压误差时,数据手册(如LT1790和LTC6652)中提供的分布数据会更有用。图3.分流基准电压源图4.串联基准电压源其他规格根据应用要求,其他可能重要的规格包括:·电压噪声·线性调整率/PSRR·负载调整率·压差·电源电压范围·电源电流基准电压源类型基准电压源主要有两类:分流和串联。串联和分流基准电压源参见表2。分流基准电压源分流基准电压源是2端器件,通常设计为在指定电流范围内工作。虽然大多数分流基准电压源是带隙类型并提供多种电压,但可以认为它们与齐纳二极管型一样易用,事实也确实如此。最常见的电路是将基准电压源的一个引脚连接到地,另一个引脚连接到电阻。电阻的另一个引脚连接到电源。这样,它实质上变成一个三端电路?;嫉缪乖春偷缱璧墓捕耸鞘涑?。电阻的选择必须适当,使得在整个电源范围和负载电流范围内,通过基准电压源的最小和最大电流都在额定范围内。如果电源电压和负载电流变化不大,这些基准电压源很容易用于设计。如果其中之一或二者可能发生重大变化,则所选电阻必须适应这种变化,通?;岬贾碌缏肥导屎纳⒐β时缺瓿魄榭鏊璐蟮枚?。从这个意义上讲,它可以被认为像A类放大器一样运作。分流基准电压源的优点包括:设计简单,封装小,在宽电流和负载条件下具有良好的稳定性。此外,它很容易设计为负基准电压源,并且可以配合非常高的电源电压使用(因为外部电阻会分担大部分电位),或配合非常低的电源电压使用(因为输出可以仅低于电源电压几毫伏)。ADI公司提供的分流产品包括LT1004、LT1009、LT1389、LT1634、LM399和LTZ1000。典型分流电路如图3所示。串联基准电压源串联基准电压源是三(或更多)端器件。它更像低压差(LDO)稳压器,因此其许多优点是相同的。最值得注意的是,其在很宽的电源电压范围内消耗相对固定的电源电流,并且只在负载需要时才传导负载电流。这使其成为电源电压或负载电流有较大变化的电路的理想选择。它在负载电流非常大的电路中特别有用,因为基准电压源和电源之间没有串联电阻。ADI公司提供的串联产品包括LT1460、LT1790、LT1461、LT1021、LT1236、LT1027、LTC6652、LT6660等等。LT1021和LT1019等产品可以用作分流或串联基准电压源。串联基准电压源电路如图4所示。图5.设计带隙电路提供理论上为零的温度系数图6.200mV基准电压源电路基准电压源电路有许多方法可以设计基准电压源IC。每种方法都有特定的优点和缺点?;谄肽啥艿幕嫉缪乖瓷盥衿肽尚突嫉缪乖词且恢窒喽约虻サ纳杓?。齐纳(或雪崩)二极管具有可预测的反向电压,该电压具有相当好的温度稳定性和非常好的时间稳定性。如果保持在较小温度范围内,这些二极管通常具有非常低的噪声和非常好的时间稳定性,因此其适用于基准电压变化必须尽可能小的应用。与其他类型的基准电压源电路相比,这种稳定性可归因于元件数量和芯片面积相对较少,而且齐纳元件的构造很精巧。然而,初始电压和温度漂移的变化相对较大,这很常见??梢栽黾拥缏防床钩フ庑┤毕?,或者提供一系列输出电压。分流和串联基准电压源均使用齐纳二极管。LT1021、LT1236和LT1027等器件使用内部电流源和放大器来调节齐纳电压和电流,以提高稳定性,并提供多种输出电压,如5V、7V和10V。这种附加电路使齐纳二极管与很多应用电路兼容性更好,但需要更大的电源裕量,并可能引起额外的误差。另外,LM399和LTZ1000使用内部加热元件和附加晶体管来稳定齐纳二极管的温度漂移,实现温度和时间稳定性的最佳组合。此外,这些基于齐纳二极管的产品具有极低的噪声,可提供最佳性能。LTZ1000的温度漂移为0.05ppm/°C,长期稳定性为2μV/√kHr,噪声为1.2μVP-P。为了便于理解,以实验室仪器为例,噪声和温度引起的LTZ1000基准电压的总不确定性只有大约1.7ppm,加上老化引起的每月不到1ppm。带隙基准电压源齐纳二极管虽然可用于制作高性能基准电压源,但缺乏灵活性。具体而言,它需要7V以上的电源电压,而且提供的输出电压相对较少。相比之下,带隙基准电压源可以产生各种各样的输出电压,电源裕量非常小——通常小于100mV。带隙基准电压源可设计用来提供非常精确的初始输出电压和很低的温度漂移,无需耗时的应用中校准。带隙操作基于双极结型晶体管的基本特性。图5所示为一个基本带隙基准电压源——LT1004电路的简化版本??梢钥闯?,一对不匹配的双极结型晶体管的VBE具有与温度成正比的差异。这种差异可用来产生一个电流,其随温度线性上升。当通过电阻和晶体管驱动该电流时,如果其大小合适,晶体管的基极-发射极电压随温度的变化会抵消电阻两端的电压变化。虽然这种抵消不是完全线性的,但可以通过附加电路进行补偿,使温度漂移非常低。表2.ADI公司提供的基准电压源基本带隙基准电压源背后的数学原理很有意思,因为它将已知温度系数与独特的电阻率相结合,产生理论上温度漂移为零的基准电压。图5显示了两个晶体管,经调整后,Q10的发射极面积为Q11的10倍,而Q12和Q13的集电极电流保持相等。这就在两个晶体管的基极之间产生一个已知电压:其中,k为玻尔兹曼常数,单位为J/K(1.38×10-23);T为开氏温度(273+T(°C));q为电子电荷,单位为库仑(1.6x10-19)。在25°C时,kT/q的值为25.7mV,正温度系数为86μV/°C。?VBE为此电压乘以ln(10)或2.3,25°C时电压约为60mV,温度系数为0.2mV/°C。将此电压施加到基极之间连接的50k电阻,产生一个与温度成比例的电流。该电流偏置二极管Q14,25°C时其电压为575mV,温度系数为-2.2mV/°C。电阻用于产生具有正温度系数的压降,其施加到Q14二极管电压上,从而产生大约1.235V的基准电压电位,理论上温度系数为0mV/°C。这些压降如图5所示。电路的平衡提供偏置电流和输出驱动。ADI公司生产各种各样的带隙基准电压源,包括小型廉价精密串联基准电压源 LT1460、超低功耗分流基准电压源LT1389以及超高精度、低漂移基准电压源LT1461和LTC6652??捎檬涑龅缪拱?.2V、1.25V、2.048V、2.5V、3.0V、3.3V、4.096V、4.5V、5V和10V。这些基准电压可以在很宽范围的电源和负载条件下提供,并且电压和电流开销极小。产品可能具有非常高的精度,例如LT1461、LT1019、LTC6652和LT1790;尺寸可能非常小,例如LT1790和LT1460(SOT23),或采用2mm×2mm DFN封装的LT6660;或者功耗非常低,例如LT1389,其功耗仅需800nA。虽然齐纳基准电压源在噪声和长期稳定性方面往往具有更好的性能,但新的带隙基准电压源正在缩小差距,例如LTC6652 的峰峰值噪声(0.1Hz至10Hz)为2ppm。图7.LT6700 支持与低至400mV的阈值进行比较分数带隙基准电压源这种基准电压源基于双极晶体管的温度特性设计,但输出电压可以低至几毫伏。它适用于超低电压电路,特别是阈值必须小于常规带隙电压(约1.2V)的比较器应用。图6所示为LM10的核心电路,同正常带隙基准电压源相似,其中结合了与温度成正比和成反比的元件,以获得恒定的200mV基准电压。分数带隙基准电压源通常使用ΔVBE产生一个与温度成正比的电流,使用VBE产生一个与温度成反比的电流。二者以适当的比例在一个电阻元件中合并,以产生不随温度变化的电压。电阻大小可以更改,从而改变基准电压而不影响温度特性。这与传统带隙电路的不同之处在于,分数带隙电路合并电流,而传统电路倾向于合并电压,通常是基极-发射极电压和具有相反TC的I?R。像LM10电路这样的分数带隙基准电压源在某些情况下同样是基于减法。LT6650具有400mV的此类基准电压,并且配有一个放大器。因此,可以通过改变放大器的增益来改变基准电压,并提供一个缓冲输出。使用这种简单电路可以产生低于电源电压0.4V至几毫伏的任何输出电压。LT6700(图7)和LT6703是集成度更高的解决方案,其将400mV基准电压源与比较器相结合,可用作电压监控器或窗口比较器。400mV基准电压源可以监控小输入信号,从而降低监控电路的复杂性;它还能监控采用非常低电源电压工作的电路元件。如果阈值较大,可以添加一个简单的电阻分压器(图8)。这些产品均采用小尺寸封装(SOT23),功耗很低(低于10μA),支持宽电源范围(1.4V至18V)。此外,LT6700提供2mm x 3mm DFN封装,LT6703提供2mm x 2mm DFN封装。图8.通过输入电压分压来设置较高阈值选择基准电压源了解所有这些选项之后,如何为应用选择恰当的基准电压源呢?以下是一些用来缩小选择范围的窍门:·电源电压是否非常高?选择分流基准电压源?!さ缭吹缪够蚋涸氐缌鞯谋浠段欠窈艽?选择串联基准电压源?!な欠裥枰吖πП?选择串联基准电压源?!と范ㄊ导饰露确段?。对于各种温度范围,包括0°C至70°C、-40°C至85°C和-40°C至125°C,ADI公司提供规格和工作性能保证?!ぞ纫笥η泻鲜导?。了解应用所需的精度非常重要。这有助于确定关键规格??悸堑秸庖灰?,将温度漂移乘以指定温度范围,加上初始精度误差、热迟滞和预期产品寿命期间的长期漂移,减去任何将在出厂时校准或定期重新校准的项,便得到总体精度。对于要求最苛刻的应用,还可以增加噪声、电压调整率和负载调整率误差。例如,一个基准电压源的初始精度误差为0.1%(1000ppm),-40°C至85°C范围内的温度漂移为25ppm/°C,热迟滞为200ppm,峰峰值噪声为2ppm,时间漂移为50ppm/√kHr,则在电路建成时总不确定性将超过4300ppm。在电路通电后的前1000小时,这种不确定性增加50ppm。初始精度可以校准,从而将误差降低至3300ppm+50ppm?√(t/1000小时)。ADI公司提供广泛的基准电压源产品,包括串联和分流基准电压源——采用齐纳二极管、带隙和其他方案?;嫉缪乖从卸嘀中阅芎臀露鹊燃?,以及几乎所有可能的封装类型?!な导实缭捶段鞘裁?最大预期电源电压是多少?是否存在基准电压源IC必须承受的故障情况,例如电池电源切断或热插拔感应电源尖峰等?这可能会显著减少可选择的基准电压源数量?!せ嫉缪乖吹墓目赡苁嵌嗌?基准电压源往往分为几类:大于1mA,~500μA,<300μA,<50μA,<10μA,<1μA?!じ涸氐缌饔卸啻?负载是否会消耗大量电流或产生基准电压源必须吸收的电流?很多基准电压源只能为负载提供很小电流,很少基准电压源能够吸收大量电流。负载调整率规格可以有效说明这个问题?!ぐ沧翱占溆卸嗌?基准电压源的封装多种多样,包括金属帽壳、塑料封装(DIP、SOIC、SOT)和非常小的封装,例如采用2mm x 2mm DFN的LT6660。人们普遍认为,较大封装的基准电压源因机械应力引起的误差要小于较小封装的基准电压源。虽然确有某些基准电压源在使用较大封装时性能更好,但有证据表明,性能差异与封装大小没有直接关系。更有可能的是,由于采用较小封装的产品使用的芯片较小,所以必须对性能进行某种取舍以适应芯片上的电路。通常,封装的安装方法对性能的影响比实际封装还要大,密切注意安装方法和位置可以最大限度地提高性能。此外,当PCB弯曲时,占位面积较小的器件相比占位面积较大的器件,应力可能更小。详细讨论参见ADI公司应用笔记AN82“理解和应用基准电压源”。结论ADI公司提供广泛的基准电压源产品,包括串联和分流基准电压源,设计方案有齐纳二极管、带隙和其他类型?;嫉缪乖从卸嘀中阅芎臀露鹊燃?,以及几乎所有已知的封装类型。从最高精度产品到小型廉价产品,应有尽有。凭借庞大的基准电压源产品库,ADI公司的基准电压源可满足几乎所有应用的需求。另请参见ADI公司应用笔记AN82“了解和应用基准电压源”。

      时间:2019-08-09 关键词: 电路 adc 基准电压源

    • 关于12位串行ADC与PC之间的接口电路设计

      关于12位串行ADC与PC之间的接口电路设计

      近几年来,IC制造商设计了实现接口的各种方法,并且特别重视减少IC接口I/O引脚的数量。MAX187就是这样一个器件,它是一个12位模/数转换器(ADC)。你可以利用串行数据通信技术产生与该ADC的一个接口。MAX187的模/数转换和数据传输仅需三条数字I/O线。你可以利用PC的Centronics打印机端口在MAX187和PC之间产生一个简易接口(图1)。只要将引脚分别设置为高电平或低电平,你就能启用或禁用MAX187(引脚 3)。如果使该引脚开路,则内部参考电压(4.096V) 就被禁用,你必须将一个外部参考电压加到引脚REF(引脚4)上。在其他情况下,该引脚 与4.7μF旁路电容C1连接。通过使用SCLK引脚(引脚8)上的外部时钟脉冲,来自 MAX187的数字数据就以每次1位的速度传输给处理单元。 一次完整的数据传输需要13个外部时钟脉冲。第一个时钟脉冲的下降沿锁存DOUT引脚(引脚6)的第一个数据位(MSB)。输出数据位在下一个外部时钟脉冲的下降沿就改变,可以读取串行数据位,直到下一个时钟周期的下降沿出现为止。模/数转换在ADC的引脚(引脚7)变成低电平时开始进行。该引脚必 须保持低电平,直到模/数转换整个周期结束为止,随后进行串行数据传输。DOUT引脚从低电平至高电平的状态变化表示EOC(转换结束)状态。然后,串行的12位数据就可以进行传输了。MAX187的工作情况由软件控制。该软件应能产生成功完成转换所需的所有控制信号,而且应能检测EOC状态。它还应能产生13个外部时钟脉冲,以便读取串行12位数据并将其转换成并行数据。 控制MAX187工作情况的软件是Turbo C++ 3.0版本(可从网站的《设计实例》的Web版本下载)。在代码中,Port定义与MAX187接口的PC的 Centronics端口。Write Port定义用于初始化模/数转换和产生外部时钟脉冲的端口。Read Port定义用于从ADC读取EOC和串行数据的端口。在将CS引脚和SCLK引脚下拉至低电平后,EOC环路检查EOC状态。如果未出现有效的EOC,则该环路将继续工作。有效EOC出现,13个时钟周期中的第一个周期就出现,并锁存第一个数据位(MSB)。此后,例行程序调用一个子例程(get_adc())。子例程产生剩下的外部时钟周期,以便读取12位串行数据。子例程还将接收到的串行数据转换成并行数据(adc_val)。这一转换过程为:使adc_val左移一位,由此将前一个数据乘以2,如果串行数据位的值为1,则将1加到并行数据上。一旦并行数据就绪,子例程将返回这个值并将其显示在屏幕上。     图1 实现12位串行ADC与PC之间的接口是很容易的

      时间:2019-07-30 关键词: 电路设计 pc adc

    • 最大限度提高Σ-ΔADC驱动器的性能

      最大限度提高Σ-ΔADC驱动器的性能

      简介您有没有检查过网络上有多少条关于“ADC缓冲器设计”的内容?答案是超过400万条,在如此多的参考文献中很难找到我们需要的内容。对于大多数模拟和混合信号数据采集系统设计工程师来说,这可能不是很意外,因为设计无缓冲模数转换器(ADC)的外部前端需要有耐心和大量建议。它常常被视为一种艺术形式,是经过多年摸索掌握其窍门的古怪大师的保留地。对于没有经验的人来说,这是一个令人沮丧的反复尝试过程。大多数时候,由于相互关联的规格要求很多,迫使设计人员不得不进行很多权衡(和评估)才能达到最佳效果。挑战放大器级的设计由两个彼此相关的不同级组成,因此问题变得难以在数学上建模,特别是因为有非线性因素与这两级相关。第一步是选择用来缓冲传感器输出并驱动ADC输入的放大器。第二步是设计一个低通滤波器以降低输入带宽,从而最大限度地减少带外噪声。理想的放大器是提供刚刚好的带宽以正确缓冲传感器或变送器产生的信号,而不会增加额外噪声,并且功耗为零,但实际放大器与此相距甚远。在大多数情况下,放大器规格将决定整体系统性能,尤其是在噪声、失真和功耗方面。为了更好地弄清楚问题,第一步是了解离散时间ADC的工作原理。离散时间ADC获得连续时间模拟信号的样本,然后将其转换为数字码。当信号被采样时,根据模拟转换器的类型,同一固有问题有两种不同的情况。SAR ADC集成一个采样保持器,其基本上由一个开关和一个电容组成,作用是保持模拟信号直到转换完成,如图1所示。图1.采样保持电路图离散时间Σ-ΔADC或过采样转换器实现了类似的输入级,即具有一定内部电容的输入开关。Σ-ΔADC的采样机制略有不同,但采样输入架构类似,使用开关和电容来保持模拟输入信号的副本。在这两种情况下,开关都是用CMOS工艺实现,闭合时电阻为非零值,通常为几欧姆。此串联电阻与采样电容(pF级)的组合,意味着ADC输入带宽常常非常大,在许多情况下要远大于ADC采样频率。带宽问题对转换器来说,输入信号带宽是一个问题。在采样理论中,我们知道高于奈奎斯特频率(ADC采样频率的一半)的频率信号应被移除,否则这些频率信号将在目标频带中产生镜像或混叠。通常,噪声频谱中有相当一部分功率存在于ADC奈奎斯特频率以上的频带中。如果不处理这种噪声,它将混叠到奈奎斯特频率以下,增加本底噪声(如图2所示),使系统的动态范围明显降低。图2.奈奎斯特折叠镜像ADC输入信号带宽,以及缓冲器输出带宽,是第一个要解决的问题。为确保噪声不会向下混叠,必须限制ADC输入信号的带宽。这不是一个小问题。通常,放大器的选择是基于大信号带宽(即压摆率)和增益带宽积的规格,以便应对输入信号的极端情况,这决定了ADC可以跟踪的最快变化的信号。然而,放大器的有效噪声带宽等于小信号带宽(通常针对小于10mV p-p的信号而考虑),这常常比大信号带宽高出至少四到五倍?;痪浠八?,如果大信号规格是针对500 kHz而选择,那么小信号带宽很容易就能达到2MHz或3MHz,这可能会导致ADC采集到大量噪声。因此,在将模拟信号输入ADC之前,应在外部限制小信号带宽,否则测得的噪声将是ADC数据手册规格的三到四倍。图3.同相放大器配置表1.放大器折合到输出端的噪声,RTO记住,放大器产生的热噪声取决于放大器增益和总系统带宽。电路示例如图3所示,噪声源总结在表1中,其中:T为温度(单位为K),k为玻尔兹曼常数(1.38×10?23 J/K),电阻值单位为Ω,BW指小信号带宽。以上公式表明,在ADC输入引脚之前增加一个具有足够衰减性能的低通滤波器以使采样噪声最小是很重要的,因为噪声与带宽的平方根成比例。通常,采用分立电阻和电容实现截止频率足够低的一阶低通滤波器可消除大部分宽带噪声。一阶低通滤波器还有一个额外的好处,即降低目标频带之外的任何其他较大信号的幅度,防止其被ADC采样而可能产生混叠。但是,这还没完。ADC内部开关电阻和电容定义了模拟输入带宽,但由于输入信号的变化,会产生时域充放电循环。每次开关(连接到采样ADC电容的外部电路)闭合时,内部电容电压可能与先前储存在采样电容上的电压不同。何为反冲问题?下面是一个经典的模拟问题:“若有两个并联电容连接到一个开关,开关断开时,一个电容储存了一些能量,那么当开关闭合时,两个电容会发生什么?”答案取决于充电电容储存的能量和电容之间的比率。例如,如果两个电容具有相同的值,则能量将在它们之间均分,电容端子间测得的电压将减半,如图4所示。图4.充电(左)和未充电(右)的电容这就是反冲问题。一些ADC会执行内部校准以补偿内部误差,这称为自稳零校准。这些程序会使采样电容电压接近供电轨或另一电压,例如基准电压的一半。这意味着放大器缓冲的外部信号和采样电容(其必须保存模拟值以便获取新样本)常常不是处于相同的电位(电压)。因此,采样电容必须充电或放电,以使其与缓冲器输出具有相同的电位。此过程所需的能量将来自外部电容(低通RC滤波器中的电容)和外部缓冲器。这种电荷再分配和电压的建立将需要一定的时间,在此期间电路中各点处的电压将受到干扰,如图1所示。再分配的电荷量可能很大,相当于电流流入或流出放大器并流入电容。结果是放大器应当能够在非常有限的时间内对低通滤波器的外部电容和ADC的采样电容进行充电/放电,低通滤波电阻则会用作限流器。更具体地说,放大器应当能够在给定误差范围内从采样电容和外部源对电容充电/放电。外部低通滤波器的截止频率应该比目标频带略高一点,由滤波器的时间常数、ADC的位数以及样本之间的最差情况转换(即我们应当能够准确测量的最差输入阶跃)来定义。如何解决反冲问题?解决该问题的较简单方法是选择具有足够压摆率、带宽增益积、开环增益和CMRR的放大器,并将您在市场上能够找到的最大电容放在输出端,而电阻足够小,以满足低通滤波器带宽要求。由于电容非常大,反冲问题将可以忽略不计,带宽受低通滤波器限制,所以问题得以解决,对吗?很遗憾,上面的解决方案不会奏效,但如果您很好奇,想尝试上述解决方案,那么您会发现两点:电容将像炼乳容器那么大,放大器不喜欢输出端有虚部阻抗。放大器的性能取决于放大器看到的虚部阻抗。在这种情况下,低通滤波器的缺点是THD和建立时间性能降低。建立时间的增加将导致放大器无法对电容充电,使得ADC采样的电压不是正确的最终电压。这将加剧ADC输出的非线性。为了更好地阐述上面的观点,图5显示了放大器驱动不同阻性负载的性能差异。图6显示了容性负载引起的小信号过冲,这会影响建立时间和线性度。图5.AD4896-2 THD性能与负载的关系图6.ADA4896-2的小信号传输响应与负载的关系为了最大限度地解决这个问题,放大器输出应通过低通滤波器的串联电阻与外部电容隔离。电阻应足够大,以保证缓冲器不会看到虚部阻抗,但又足够小,以满足所需的输入系统带宽,并使缓冲器流出的电流在电阻上引起的IR压降最小(放大器可能无法足够快地使这种电压降稳定下来)。同时,电阻应支持外部电容减小到足够小的值,以最小化反冲而不影响建立时间。您可以在这里找到更多信息。幸运的是,有一些工具可以让我们预测ADC、放大器和滤波器的组合性能,比如说精密ADC驱动器工具。此工具可以对反冲、噪声和失真性能进行仿真,如图7所示。图7.精密ADC驱动器工具的各种仿真低通滤波器的经验法则通常,一阶低通滤波器出现在许多建议中,但为什么没有人使用更高阶滤波器?除非应用明确要求消除输入信号中较大的带外干扰或谐波,否则增加滤波器阶数将给系统带来额外的复杂性。一般来说,折衷方案是让小信号带宽略高于需求,这会影响噪声,但好处是能够轻松驱动ADC输入级,并能降低功耗和成本。减轻负担我们之前提到,放大器不喜欢虚部阻抗和/或提供大电流,但这不可避免,因为虚部阻抗是电容带来的,而电容能解决反冲问题。改善这种情况的唯一办法是减少反冲。这种解决方案已被最新的ADI转换器采用,例如AD7768和AD4000。由于转换器架构不同,每种器件采用的解决方案也不同。AD4000 SAR ADC可在低于模拟输入范围的电源下工作。采用的解决方案称为高阻模式,仅适用于100kHz以下的采样频率。在AD7768中,电源等于或高于模拟输入范围。AD7768采用的解决方案称为预充电缓冲器,与高阻模式相反,其工作频率最高可达ADC最大采样频率。两种解决方案均基于相同的工作原理,驱动ADC的主要困难是电容电荷再分配?;痪浠八?,当内部开关重新连接采样电容时,输入缓冲器和低通滤波器看到的电压降越低,电压反冲就越小,ADC输入电流相应减小。因此,驱动ADC就越容易,建立时间也越短。滤波器电阻上的压降降低,故交流性能得到提升。图8显示了预充电缓冲器和高阻模式使能与禁用情况对输入电流的影响。图8.输入电流输入电流越高,放大器带宽也应越高(即越快)。因此,输入低通滤波器带宽应该越高,这会影响噪声。例如,对于以1MSPS采样的1kHz输入信号,使用SINAD来评估性能。在不同的滤波器截止频率下,我们得到如图9所示的结果。图9.使用和不使用高阻模式两种情况下AD4003 SINAD与输入带宽的关系上图显示,相比于完全相同的配置但高阻模式关闭,低输入电流(高阻模式开启)降低了滤波器截止频率要求和滤波器电阻的IR压降,提升了ADC性能。从图9可以观察到,通过提高输入滤波器截止频率,外部放大器可以更快地对采样电容充电/放电,但代价是噪声会提高。例如,在高阻模式开启时,500kHz时的采样噪声小于1.3MHz时的采样噪声。因此,SINAD在500kHZ输入带宽时更好。此外,低通滤波器所需的电容会减小,有助于提高放大器驱动器的性能。电路设计优势ADI公司最新ADC中实现的这些更易于驱动或减轻负担的特性,对整个信号链都有一些重大影响。ADC设计人员将一些驱动问题引入ADC芯片本身的关键优势,在于该解决方案可以设计为尽可能高效地满足ADC的信号要求,从而解决一些问题,包括输入带宽和放大器稳定性。减小流入ADC输入端的电流,从而减少反冲,意味着放大器要处理的电压阶跃较低,但仍然具有与标准开关电容输入相同的完整采样周期。减小给定时间内要建立的阶跃电压,与使用较长时间来建立较大阶跃意义相同。净效应是放大器现在不需要如此宽的带宽来将输入充分建立到同一最终值。带宽减小通常意味着放大器功耗更低??创庵智榭龌褂幸恢址绞剑合胂笠幌?,通常认为没有足够带宽来使给定ADC输入建立的放大器,现在能够在使能预充电缓冲器的情况下实现充分建立。ADI应用笔记AN-1384介绍了一系列放大器在三种功耗模式下与AD7768配合使用时可实现的性能。此文档介绍的放大器之一是ADA4500-2,当不使用预充电缓冲器时,它难以在中功率模式下使AD7768的输入建立(THD>-96dB)。但是,当使能预充电缓冲器时,性能显著提升到优于-110dB THD。ADA4500-2是一款10MHz带宽放大器,在给定模式下使AD7768建立所需的带宽约为12MHz,我们看到,易驱动特性现在支持使用这种较低带宽放大器。因此,这些特性不仅使得前端缓冲电路的设计更加容易,而且还允许更自由地选择元器件以保持在系统功耗或热限值范围内。流入ADC模拟输入引脚的电流减小的第二个优点,是现在流过串联电阻(其用作输入RC网络的一部分)的电流减小。对于传统ADC输入,相对较大的电流意味着只能使用小值电阻,否则会在该电阻上产生很大电压降。这里的大压降可能导致ADC转换结果中出现增益误差或线性误差。然而,使用较小电阻值也有挑战。使用较小电阻实现相同的RC带宽意味着要使用更大电容。但是,这种使用易驱动特性时遇到的电流减小情况,意味着可以使用较大值电阻而不会影响性能,并能确保系统稳定。电路性能优势考虑上文所述的电路设计优势,很明显,使用这些特性还能获得性能优势或进一步改善性能的机会。已经提到的优势,即能够利用较低带宽放大器实现更好的性能,也可以用于扩展更优化系统的性能。例如,即便是已充分建立的输入信号,当最终建立发生时,输入之间仍可能存在一些不匹配。因此,使能预充电缓冲器之类的特性将意味着这种最终建立会小得多,故而能够实现最高水平的THD,而以前这是不可能的。流过RC网络串联电阻的电流减小也有利于性能。此外,不仅输入电流显著降低,而且它几乎不依赖于输入电压。THD也能得到改善,因为输入对上电阻的任何不匹配都会导致ADC输入端看到较小电压差,并且电压降不具有信号依赖性。较低的输入电流对失调和增益精度也有影响。由于绝对电流减小,以及信号相关的电流变化减少,每个通道或每个电路板上的元件值变化导致失调和增益误差发生较大变化的可能性也较小(同理,较低电流导致串联电阻上的电压变小)。利用预充电缓冲器可以实现更好的绝对失调和增益误差规格,系统内不同电路板或通道的性能也会更为一致。在ADC采样速率为适应不同信号采集需求而变化的系统中,例如在数据采集卡中,较低电流还有另一个好处。在没有预充电缓冲器的情况下,输入无源元件上的电压降随ADC的采样速率而变化,因为在较高采样速率下,ADC输入电容常?;岣捣钡爻涞绾头诺?。这同时适用于模拟输入路径和基准输入路径,ADC将此电压变化视为与采样速率相关的失调和增益误差。但是,当使能预充电缓冲器时,绝对电流以及相应的绝对电压降在开始时会小得多,因此ADC采样速率变化引起的电压变化也会低得多。在最终系统中,这意味着当调整采样率时不大需要重新校准系统失调和增益误差,并且失调和增益误差对ADC采样速率的变化不那么敏感。成本优势易使用特性的主要优点之一与总成本有关。各方面的设计和性能优势导致开发成本和运行成本有可能降低。? 更简单的设计意味着设计工作量减少,完成第一个原型的时间更快,? 原型设计一次成功的机率更大。? 易驱动特性支持更低的带宽,因而可以使用较低成本的放大器。? 失调和增益优势可以减少工厂校准。?性能改进可以减少现场校准或按需校准,从而减少?;奔浜?或提高产量。使用AD7768-1的实例表2显示了AN-1384应用笔记中的一些测量数据,此数据有助于设计人员选择合适的放大器来驱动AD7768-1 ADC。表格中的例子说明,当使能预充电特性时,改善幅度相当明显。具体来说,THD的改善是上面提到的减轻ADC加之于驱动电路的负担的综合效应的结果。例如,当使能预充电缓冲器时,采用ADA4945-1放大器的配置使THD提高4dB。类似地,ADA4807-2电路使THD增加18dB。这些例子表明:高性能的放大器,当与ADI公司的许多最新ADC提供的易驱动特性结合时,可以实现一流的性能水平。表2.使用不同放大器的AD7768-1性能结论由于转换器的反冲和带宽要求,设计一个驱动无缓冲ADC的电路并非易事,需要适当的方法和折衷考虑。很多时候,所需电路将决定整体系统的THD、SNR和功耗等方面的性能。ADI公司采用SAR和Σ-Δ技术的最新精密转换器集成了一系列特性,可最大限度地减小转换器输入电流。这将使反冲最小,大大减少并简化外部电路,实现以前无法实现的规格数值。SAR和Σ-Δ技术因而更易于使用,工程时间得以缩短,系统特性得到改善。

      时间:2019-07-29 关键词: 带宽 adc 放大器

    • 解读泰克新一代中端示波器高测试精度的五大优势

      解读泰克新一代中端示波器高测试精度的五大优势

      随着电力电子技术的发展,新低功耗器件的大量应用以及更加严格的标准约束,工程师对测试的精度越来越敏感,开始不满足现有示波器幅度测试的分辨率和精度了。影响示波器测试精度的因素都有哪些呢?我们如何提高测试精度呢?优势1:示波器模数转换器ADC位数为提高测试精度最理想的方式是提高示波器ADC位数,但是因为ADC其采样率和垂直分辨率的互相制约,目前市面上常见的示波器还是采用8bit ADC?;痪浣嵌壤纯?,理论上用满其垂直的动态范围,分辨率就是垂直量程/256(2^8),如果采用12bit ADC的示波器其分辨率为垂直量程/4096(2^12),从这个角度来看,高比特的ADC可以在测试精度上带来非常大的提升。现在工程师面临着更多小信号测试的挑战,如果您是做电源设计的工程师,纹波越来越小从以往的几十到一百多mV到目前只有十几mV甚至很多笔记本和手机上小到几个mV的微小纹波测试。无疑对测试纹波的工具示波器提出严峻的挑战,泰克全新一代示波器轻松解决微小信号测试问题?;褂幸焕喔犹粽降牟馐砸?,就是小信号是叠加在一个大的信号之上如何能准确测试呢?归根结底还是验证示波器的垂直分辨率的指标,为测试到信号的整体,可能选择一个较大的量程,但是又要看到其微小信号变化,请参考图1就非常清晰了解其测试效果的不同。?图1 不同位数ADC示波器测试小信号对比泰克公司新4系、5系、6系MSO示波器采用硬件12bit ADC倾力打造无与伦比的垂直分辨率,帮助您捕获微小信号。优势2:示波器前端放大器示波器检测系统的噪声系数、可检测的最小信号都主要取决于前置放大器。在泰克全新一代示波器MDO3提升了前端放大器的硬件性能,本底噪声降低了高达30%,从而提升了信号测试精度。具体的请参考图2:图2 泰克新MDO3系示波器和传统示波器本底噪声对比优势3:示波器采集模式在测量低压信号时,有两种采集模式非常重要,具体视波形的可重复性而定,因为它们可以用来改善测量分辨率:平均模式和HiRes模式。主要介绍两种会提升测试精度的方法:①平均模式。平均模式示波器采集系统中基本降噪信号处理技术之一。它依赖多次触发采集重复的信号。通过使用来自两次或两次以上采集的数据,这种模式逐点平均采集中对应的数据点,形成输出波形。平均模式改善了信噪比,降低了与触发无关的噪声,提高了垂直分辨率,可以更简便地观察重复信号。图3平均模式在多次采集中计算每个记录点的平均值可以修改传统平均算法,每次在采集另一个波形时立即显示结果,解决显示平均的波形时延误时间的问题。但是,数据存储问题依旧没有得到解决。稳定的平均算法为:an=(1/n)*(x0+x1+x2+…+xn-1)其中an是当前平均采集中的点xn是新采集n中的点n表示采集次数注意,为了得到具体N次采集的加总平均值,只需把示波器置入Single Sequence(单次序列) 模式。在这种模式下,在n到达N时,采集会停止,平均的波形中包含着具体N个采集的波形。泰克示波器采用指数平均算法,可以在每次采集后在显示画面上立即更新结果,明显降低了要求的存储容量。指数平均流程采用下面的公式,从新采集xn和之前平均波形an-1中得到新的平均的波形an:an=an-1+(1/p)*(xn-an-1)=an-1*((p-1)/p)+(xn/p)其中n表示采集次数N表示请求的平均总数an是平均的采集中新的点an-1是过去平均的采集中的点xn是新采集中的点p是平均因数如果(n<N),那么p=n,否则p=N得到的平均后的波形相同,与使用哪种平均算法无关。但要注意,不管是采集的波形还是平均的波形,指数平均算法的效率都要高很多。这两种算法都可以立即显示波形中一致的趋势效应。您可以在低速信号中看到这一点。如果信号是稳定的,那么您会看到前N次采集中噪声连续下降。在N次采集后,信号仍将变化,但整体降噪或垂直分辨率不再有改观。平均功能提高了信号的垂直分辨率,对于信号周期稳定的波形非常有效。对于周期及幅值都变化的波形如何提高测试精度呢?②高分辨率模式。图4 HiRes采集模式计算每个采集间隔中所有样点的平均值HiRes模式是泰克已获专利的采集方式,它计算并显示每个采样间隔中所有顺序样点值的平均值。这种模式提供了一种方法,用过采样获得与波形有关的进一步信息。在HiRes模式下,通过获得进一步水平采样信息,可以提供更高的垂直分辨率,降低带宽和噪声。HiRes处理在定制硬件中完成,以最大限度地提高速度。HiRes模式较平均模式的一个关键优势,是即使单次采集也可以使用HiRes模式。带宽限制及由于HiRes导致的垂直分辨率提高程度会随着仪器的最大采样率和实际(选择的)采样率变化。实际采样率一般显示在屏幕底部附近,最大采样率可以参见产品技术资料。垂直分辨率位数为:垂直位数=8+0.5log2*(D)其中:D是压缩比或最大采样率/实际采样率得到的-3dB带宽(除非受到测量系统模拟带宽的进一步限制)是:BW=0.44*SR其中:SR是实际采样率表1 泰克MDO3系示波器5GS/s示波器中由于HiRes增强的垂直分辨率对应表在许多泰克示波器中,平均算法是在硬件中实现的,采用固定点数学,得到大约16位的最大分辨率值。观察到的分辨率改善程度略低,会随着应用变化,但这种信号处理技术对许多应用尤其有效。High Res模式是一种全新的泰克已获得专利的采集模式,它会产生非常高的垂直分辨率。在高层次上,它与以前的技术类似,它会用降低定时分辨率的方式,来改善垂直分辨率,这通过计算及显示多个顺序样点的波形串平均值来实现。除波形串平均技术本身会发生低通滤波外,对每项个采样率,它还对信号应用一个唯一的FIR平滑滤波器,对频响进行整形,优化垂直分辨率的改进程度。表2 MSO4和MSO5系列示波器加强型高分辨率模式对照表与以前的技术不同,4系列、5系列MSO先从12位6.25GS/s ADC输出入手,在ASIC上实现数字信号处理技术。另外,为改善用户体验,采集标志会显示分辨率位数,活动通道的垂直标志表明-3dB带宽。4系列5系列MSO中的High Res采集模式提供了表2所示的性能。注意示波器通道和任意相连探头提出的模拟带宽限制会进一步降低表2所示的带宽。图5应优化所有采集阶段,以实现最佳分辨率和噪声性能优势4:示波器的采样率对于当今嵌入式系统调试来说,混合信号已经非常普遍,最近几年数字信号的速度越来越快,工程师对数字信号处理能力要求越来越高,很多工程师纠结是不是购买专用的逻辑分析仪来进行高速数字信号处理。这里有个问题,市面上很多的示波器都名字为混合信号示波器MSO,为什么不能用这类仪器来数字信号处理呢?我们来确认下这个问题,MSO确实有数字信号处理能力,市面MSO的示波器可以选配16路数字信号处理,也具有一定的分析功能,但是仔细确认有发现其数字信号采样能力确实很大的局限,一般一台示波器如果模拟通道的采样率可以做到5GS/s,但是MSO示波器数字信号的常规的采样率只有200MS/s,市面上最高到500MS/s。大家都知道采样率对信号还原尤其是偶发异常信号捕获的重要性,所以就目前的市面的MSO系列混合信号示波器来说,会非常纠结这个问题。泰克新一代示波器MSO4/5系列示波器基于泰克全新的TEK049平台打造,大大提升了其信号采集及处理速度,每条模拟及数字通道最高达到6.25GS/s采样率。让我们来看看新一代示波器MSO4/5和传统混合信号示波器的对比。图6不同采样速率对数字信号细节还原对比由图6可以看出,对于现在越来越快的数字信号调试,需要更高的采样速率捕获数字信号细节,如果采样率不够就如图6所示丢失掉信号的细节,甚至还原完全错误的信息,当然更无法捕获快速的异常信号。图7可以看到一个40MHz的数字信号,其中一个非常小的干扰信号会导致有2nS的快速脉冲,数字采样率直接导致设定触发条件的极限,如果是500MS/s最快的脉冲触发只能设定在4ns,但是泰克新一代示波器MSO4/5数字信号的时间分辨率提高了12倍,轻松准确的捕获更快的数字信号信息。图7 MSO4/5数字信号时间分辨率优势5:探头的选择与设置至关重要探头的作用至关重要,但为实现测量的最优结果,必须进行折衷,特别是在进行高精度测量时。示波器标配的无源探头可能并不是实现最佳精度的解决方案。1、选择适当衰减比的探头。在高分辨率测量中,非常重要的一点是使信号幅度达到最大,同时使外部噪声达到最小。探头选择是非常关键的第一步。电压探头与示波器的输入阻抗构成电压分路器(如1X、10X、100X),一般会衰减输入信号。1X探头不会降低或衰减信号,10X探头则会把输入降低到原始信号幅度的1/10。示波器通过放大信号来补偿这种衰减,但示波器也会放大探头和示波器增加的任何噪声。从信噪比角度看,最优探头应该没有衰减或衰减很低。图8 TPP0502高阻抗无源探头提供了500MHz带宽,但只有2倍衰减。2、使用短地线。最大限度地降低噪声耦合。所有电压测量都是相对于参考源进行的,这个参考源通常是“接地”。准确的测量,特别是低压测量,尤其依赖到参考电压的低阻抗路径。为使信号失真和捡拾噪声达到最小,使用的接地应尽量短。最好的解决方案是最大限度地缩短地线长度,并尽可能接近信号连接,把它连接到参考点上(如果条件允许建议使用接地弹簧)。3、使用探头的硬件滤波。当选择某些有源探头时可以选择性使用内置探头滤波器降低噪声。这进一步降低了系统噪声,有助于提高系统的信噪比。滤掉不想要的噪声可以查看进一步细节,获得更高的测量分辨率。4、使用探头的DC耦合来测试小的AC信号。在涉及大电压时,人身安全及设备可靠性至关重要,为准确测量,非常重要的一点是信号要保持在标称工作范围内(如有源探头的线性范围或动态范围内)。在DC 偏置上测量低电压信号最简单的技术是使用参考地电平的探头采集整个信号,然后测量AC分量(图9左图)。DC偏置技术不允许AC信号测量全面利用测量系统的动态范围,信噪比会很差。图9左侧AC+DC信号。右侧去掉了DC分量,成比例缩放AC分量,以改善分辨率。随着电力电子技术,材料及器件技术的高速发展,当今工程师面临着,更快,更小,更复杂信号的调试挑战,更加准确的测试不仅仅体现在测试设备本身的硬件指标,还要考虑整体的测试系统的性能。泰克新一代示波器采样全新的前端放大器,MSO4/5还采用了泰克最新的TEK049平台打造,提供无与伦比的测试性能,尤其在精度方面大大提升。一个高精度的示波器测试系统要从信号的整个环节打造,从信号的接入,前端放大器,模数转换及后续的数据处理分析。我们是泰克,我们为工程师而创!

      时间:2019-07-11 关键词: 示波器 adc 前端放大器

    • ADC误差

      ADC误差

      动态测试关注的是器件的传输和性能特征,即采样和重现时序变化信号的能力,相比之下,线性测试关注的则是器件内部电路的误差。对ADC误差,这些参数说明了静止的模拟信号转换成数字信号的情况,主要关注具体电平与相应数字代码之间的关系。测试ADC静态性能时,要考虑两个重要因素:第一,对于给定的模拟电压,一个具体数字代码并不能告诉多少有关器件的信息,它仅仅说明这个器件功能正常,要知道器件功能到底如何还必须考虑模拟电压的范围(它会产生一个输出代码)以及代码间的转换点;第二,动态测试一般关注器件在特定输入信号情况下的输出特性,然而静态测试是一个交互性过程,要在不同输入信号下测试实际输出。总的来说,ADC的误差可以分为与直流(DC)和交流(AC)有关的误差。DC误差又细分为四类:量化误差、微分非线性误差、积分非线性误差、偏移与增益误差。AC量化误差是基本误差,用图3所示的简单3bit ADC来说明。输入电压被数字化,以8个离散电平来划分,分别由代码000b到111b去代表它们,每一代码跨越Vref/8的电压范围。代码大小一般被定义为一个最低有效位(Least Significant Bit,LSB)。若假定Vref=8V时,每个代码之间的电压变换就代表1V?;谎灾?,产生指定代码的实际电压与代表该码的电压两者之间存在误差。一般来说,0.5LSB偏移加入到输入端便导致在理想过渡点上有正负0.5LSB器件理想输出与实际输出之差定义为偏移误差,所有数字代码都存在这种误差。在实际中,偏移误差会使传递函数或模拟输入电压与对应数值输出代码间存在一个固定的偏移。通常计算偏移误差方法是测量第一个数字代码转换或“转换的电压,并将它与理论零点电压相比较。增益误差是预估传递函数和实际斜率的差别,增益误差通常在模数转换器最末或最后一个传输代码转换点计算。为了找到零点与最后一个转换代码点以计算偏移和增益误差,可以采用多种测量方式,最常用的两种是代码平均法和电压抖动法。代码平均测量就是不断增大器件的输入电压,然后检测转换输出结果。每次增大输入电压都会得到一些转换代码,用这些代码的和算出一个平均值,测量产生这些平均转换代码的输入电压,计算出器件偏移和增益。电压抖动法和代码平均法类似,不同的是它采用了一个动态反馈回路控制器件输入电压,根据转换代码和预期代码的差对输入电压进行增减调整,直到两代码之间的差值为零,当预期转换代码接近输入电压或在转换点附近变化时,测量所施◆微分非线性(Differential nonlinearity,DNL)理论上说,模数器件相邻两个数据之间,模拟量的差值都是一样的。就好比疏密均匀的尺子。但实际上,相邻两刻度之间的间距不可能都是相等的。所以,ADC相邻两刻度之间最大的差异就叫微分非线性DNL,也称为差分非线性。同样举例来说明,如果对于12bit的ADC,其INL=8LSB,DNL=3LSB,在基准电压为4.095V时,测得A电压对应读数为1000b,测得B电压对应读数为1200b。那么就可以判断出,B点电压值比A点高出197mV到203mV,而不是准确的200mV图4中,001b到010b码制过渡过程的DNL为0LSB,因为刚好为1LSB。但是000b到001b过渡就有个0.2LSB的DNL,因为此时有1.2LSB的代码宽度。应当注意:如果在ADC或者DAC的datasheet中没有清楚说明DNL参数的话,可视该转换器没有漏码,即暗示它有优于正负1LSB的DNL◆积分非线性(Integral nonlinearity,INL)积分非线性表示了ADC器件在所有的数值点上对应的模拟值和真实值之间误差最大的那一点的误差值,也就是输出数值偏离线性最大的距离。单位是LSB。例如,一个12bit的ADC,INL值为1LSB,那么,对应基准4.095V,测某电压得到的转换结果是1000b,那么,真实电压值可能分布在0.999V到1.001V之间。总之,非线性微分和积分是指代码转换与理想状态之间的差异。非线性微分(DNL)主要是代码步距与理论步距之差,而非线性积分 (INL)则关注所有代码非线性误差的累计效应。对一个ADC来说,一段范围的输入电压产生一个给定输出代码,非线性微分误差为正时输入电压范围比理想的大,非线性微分误差为负时输入电压范围比理想的要小。从整个输出代码来看,每个输入电压代码步距差异累积起来以后和理想值相比会产生一个总差异,这个差异就是非线性积分误差。与增益和偏移一样,计算非线性微分与积分误差也有很多种方法,代码平均和电压抖动两种方法都可以使用,但是由于存在重复搜索,当器件位数较多时这两种方法执行起来很费时。一个更加有效计算INL和DNL的方法是直方图法,采用线性或正弦直方图。图7说明了线性斜升技术的应用,首先使输入电压线性增加,同时对输出以固定间隔连续采样,电压逐步增加时连续几次采样都会得到同样输出代码,这些采样次数称。从统计上讲,每个代码的点击数量直接与该代码的相应输入电压范围成正比,点击数越多表明该代码的输入电压范围越大,非线性微分误差也就越大;同样,代码点击数越少表明该代码输入电压范围越小,非线性微分误差也就越小。用数学方法计算,如果某个代码点击数为98,则该器件的非线性微分误差就是(9-8)/8或0.125。非线性积分是所有代码非线性微分的累计值,对于斜升直方图,它就是每个非线性微分误差的和。从数学观点来看,非线性积分误差等于在代码X-1的非线性微分误差加上代码X和代码X-1的非线性微分误差平均值。

      时间:2019-06-17 关键词: adc ?动态测试

    • S参数究竟是什么?

      S参数究竟是什么?

      现代高速模数转换器(ADC)已经实现了射频(RF)信号的直接采样,因而在许多情况下均无需进行混频,同时也提高了系统的灵活性和功能。传统上,ADC信号和时钟输入都采用集总元件模型来表示。但是对于RF采样转换器而言,其工作频率已经增加至需要采用分布式表示的程度,那么原有的方法就不适用了。本系列文章将从三个部分入手,说明如何将散射参数(也称为S参数)应用于直接射频采样结构的设计。起决定性作用的S参数S参数就是建立在入射微波与反射微波关系基础上的网络参数。它对于电路设计非常有用,因为可以利用入射波与反射波的比率来计算诸如输入阻抗、频率响应和隔离等指标。而且由于可以用矢量网络分析仪(VNA)直接测量S参数,因此无需知晓网络的具体细节。图1所示的是一个双端口网络的例子,其入射波量为ax,反射波量为bx,其中x是端口。在该讨论中,我们假设被测器件是线性网络,因此适合采用叠加法。图1:双端口网络波量通常情况下,在测量所有端口上的反射波时,VNA一次只刺激一个端口(通过将入射波推到该端口)。而且所测量的这些波量是非常复杂的,因为每个波量都有相应的振幅和相位。因此,这个过程需要针对每个测试频率下的每个端口不断重复。对于双端口器件,我们可以从测量数据中形成四个有意义的比率。这些比率通常用sij表示,其中i表示反射端口,而j表示入射端口。正如上文提到的,假设一次只刺激一个端口,那么其他端口的入射波为零(用系统的特性阻抗Z0来表示终止)。方程式1至4适用于四个双端口S参数。S11 and S22 分别表示端口1和端口2的复阻抗。S21表示传输特性,端口1为输入,端口2为输出(S12 与之相同,但端口2为输入,端口1为输出)。S11 = b1/a1,a2 = 0 ? (1)S21 = b2/a1,a2 = 0 ? (2)S12 = b1/a2,a1 = 0 ? (3)S22 = b2/a2,a1 = 0 ? (4)对于单向器件而言,如放大器(端口1为输入,端口2为输出),可以用S11表示输入阻抗,用S21表示频率响应,用S12表示反向隔离,用S22表示输出阻抗。数据转换器也是一种单向器件,但其端口2通常为数字输出,这对测量和解读都会产生一定的影响。将S参数扩展到多端口器件和差分器件可以将S参数框架扩展到任意数量的端口,有意义的参数数量为2N,其中N表示端口数量。许多集成电路由于振荡和共模抑制能力增强而具有差分输入和输出。射频采样ADC(如TI的ADC12DJ5200RF)通常具有差分射频输入和差分时钟输入。我们还可以进一步扩展S参数框架,以支持差分端口。为满足严苛的应用要求而设计?使用超高速ADC以满足未来测试和测量应用的需求如图2所示,对于差分端口来说,我们必须区分共模波和差模波。两种模式具有相同的入射振幅,但差模入射波具有180度的相移,而共模入射波具有相同的相位。图2:差模波和共模波对于端口之间没有反馈的线性器件来说,可以采用叠加法,根据单端S参数测量(在任何给定时间内,只有一个端口具有处于活动状态的入射波)来计算出差共混合模式S参数。现代高性能VNA还支持用差?;蚬材2ㄍ贝碳ち礁龆丝?。测量数据转换器S参数所面临的挑战数据转换器的半模拟半数字特性给测量S参数带来了挑战。VNA不能直接与数据转换器的数字总线相连接,因此需要采用专门的方法来进行测量。本系列文章的第二部分将介绍测量德州仪器射频采样数据转换器S参数的方法。第三部分将讨论如何在射频采样数据转换器系统的设计中使用S参数。

      时间:2019-06-04 关键词: adc 射频(rf) 矢量网络分析仪(vna)

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